home *** CD-ROM | disk | FTP | other *** search
/ InfoMagic Standards 1994 January / InfoMagic Standards - January 1994.iso / ccitt / 1988 / troff / 3_1_02.tro < prev    next >
Text File  |  1991-12-12  |  129KB  |  3,981 lines
  1. .rs
  2. .\" Troff code generated by TPS Convert from ITU Original Files
  3. .\"                 Not Copyright ( c) 1991 
  4. .\"
  5. .\" Assumes tbl, eqn, MS macros, and lots of luck.
  6. .TA 1c 2c 3c 4c 5c 6c 7c 8c
  7. .ds CH
  8. .ds CF
  9. .EQ
  10. delim @@
  11. .EN
  12. .nr LL 40.5P
  13. .nr ll 40.5P
  14. .nr HM 3P
  15. .nr FM 6P
  16. .nr PO 4P
  17. .nr PD 9p
  18. .po 4P
  19.  
  20. .rs
  21. \v | 5i'
  22. .LP
  23. \fBMONTAGE: FIN DE LA RECOMMANDATION G.105 EN T\* | TE DE CETTE PAGE\fR 
  24. .IP
  25. \v'12P'
  26. \fB1.1\fR     \fBGeneral recommendations on the transmission quality
  27. for an entire international telephone connection\fR \v'6p'
  28. .sp 1P
  29. .RT
  30. .sp 2P
  31. .LP
  32.     \fBRecommendation\ G.111\fR 
  33. .RT
  34. .sp 2P
  35. .sp 1P
  36. .ce 1000
  37. \fBLOUDNESS\ RATINGS\ (LRs)\ IN\ AN\ INTERNATIONAL\ CONNECTION\fR 
  38. .EF '%    Fascicle\ III.1\ \(em\ Rec.\ G.111''
  39. .OF '''Fascicle\ III.1\ \(em\ Rec.\ G.111    %'
  40. .ce 0
  41. .sp 1P
  42. .ce 1000
  43. \fI(Geneva, 1964; amended at Mar del Plata, 1968,\fR 
  44. .sp 9p
  45. .RT
  46. .ce 0
  47. .ce 1000
  48. \fIGeneva, 1972, 1976 and 1980; Malaga\(hyTorremolinos, 1984\fR 
  49. .ce 0
  50. .sp 1P
  51. .ce 1000
  52. \fIand Melbourne, 1988)\fR 
  53. .ce 0
  54. .sp 1P
  55. .LP
  56.     \fBPreamble\fR 
  57. .sp 1P
  58. .RT
  59. .PP
  60. Paragraphs 1 to 5 of this Recommendation apply in general to
  61. all\(hyanalogue,
  62. mixed analogue/digital and all\(hydigital international telephone connections.
  63. However, where recommendations are made on specific aspects in \(sc\ 6 
  64. for mixed 
  65. analogue/digital or all\(hydigital connections, \(sc\ 6 will govern.
  66. .PP
  67. In the international transmission plan, the loudness rating (LR)
  68. between two subscribers is not strictly limited; its maximum value results 
  69. from the various Recommendations indicated below. 
  70. .RT
  71. .sp 2P
  72. .LP
  73.     The\ CCITT,
  74. .sp 1P
  75. .RT
  76. .sp 1P
  77. .LP
  78. \fIconsidering\fR 
  79. .sp 9p
  80. .RT
  81. .PP
  82. (a)
  83. that loudness ratings (LRs) as defined in
  84. Recommendation\ P.76 have been determined by subjective tests described in
  85. Recommendation\ P.78 and that the difference between the values thus determined 
  86. in various laboratories (including the CCITT Laboratory) are smaller than 
  87. for reference equivalents; 
  88. .PP
  89. (b)
  90. that for planning purposes, LRs are defined by objective methods as described 
  91. in Recommendations\ P.65, P.64 and\ P.79; 
  92. .PP
  93. (c)
  94. that the conversion formulae from reference equivalents (REs) and corrected 
  95. reference equivalents (CREs) (see Annex\ C) are not 
  96. accurate enough to be applied to specific sets; that therefore, the
  97. Administrations who still rely on values of reference equivalents (determined 
  98. in the past in the CITT Laboratory) for the type of sets used, will need 
  99. to 
  100. find recommended values of corrected reference equivalents in CCITT
  101. documentation,
  102. .bp
  103. .sp 1P
  104. .LP
  105. \fIrecommends\fR 
  106. .sp 9p
  107. .RT
  108. .PP
  109. that the values given below, either in terms of LR should
  110. be used to verify that international telephone connections provide an adequate 
  111. loudness of received speech. 
  112. .PP
  113. that Administrations employing CREs should preferably translate the
  114. LRs of this Recommendation into their national CREs by the methods given in
  115. Annex\ C or, as a second choice, apply the values given in Volume\ III of the
  116. \fIRed Book\fR .
  117. .PP
  118. \fINote\ 1\fR \ \(em\ The main terms used in this Recommendation are defined
  119. and/or explained in Annex\ A.
  120. .PP
  121. \fINote\ 2\fR \ \(em\ For many telephone sets using carbon microphones, 
  122. the SLR and STMR values can only be determined with limited accuracy. 
  123. .RT
  124. .sp 2P
  125. .LP
  126. \fB1\fR     \fBNominal LRs of the national systems\fR 
  127. .sp 1P
  128. .RT
  129. .sp 1P
  130. .LP
  131. 1.1
  132.     \fIDefinition of\fR \fBnominal LRs of the national systems\fR 
  133. .sp 9p
  134. .RT
  135. .PP
  136. Send and receive loudness ratings, SLRs and RLRs respectively,
  137. may in principle be determined at any interface in the telephone network.
  138. When specifying SLRs and RLRs of a national system, however, the interface 
  139. is chosen to lie at the international exchange. 
  140. .PP
  141. An increasing number of international systems will be connected to
  142. national systems via a \fIdigital\fR interface, where by definition the 
  143. relative 
  144. levels are 0\ dBr. Therefore, in this Recommendation and in
  145. Recommendation\ G.121, the SLRs and RLRs of the \fInational systems\fR 
  146. are referred to a \fI0\ dBr point\fR at the international exchange. (See 
  147. Recommendation\ G.101, 
  148. \(sc\ 5). This convention is applied both for digital and analogue interconnections 
  149. between the national and international systems (unless otherwise specified 
  150. in particular cases). 
  151. .PP
  152. If these interconnections are made on an analogue basis, however, the actual 
  153. relative levels at the interface may be chosen by the Administration 
  154. concerned. Thus, if the standardized relative levels at the analogue interface 
  155. are \fIS\fR \ dBr and \fIQ\fR \ dBr for the (national) sending and receiving 
  156. systems 
  157. respectively, the relation between the actual LRs at the interface and 
  158. a 0\ dBr point are 
  159. .RT
  160. .LP
  161.     SLR
  162.     (Interface)\ =\ \fISLR\fR \(em \fIS\fR 
  163. .LP
  164.     RLR
  165.     (Interface)\ =\ \fIRLR\fR + \fIQ\fR 
  166. .LP
  167. (see Figure 1/G.111).
  168. .PP
  169. Moreover, for transmission planning purposes, the concept of the virtual 
  170. analogue switching point (VASP) has often been used. The VASPs 
  171. generally have no physical existence but have been found to be convenient 
  172. when studying all\(hyanalogue and mixed analogue/digital connections. If 
  173. the 
  174. international section is analogue, or mixed analogue/digital, the relative
  175. levels at the VASP are by convention:
  176. .LP
  177.     \fIS\fR     =\ \(em3.5 dBr
  178. .LP
  179.     \fIQ\fR     =\ \(em4.0 dBr.
  180. .PP
  181. \fINote\ 1\fR \ \(em\ \fIQ\fR = \(em4.0 dBr corresponds to a 0.5 dB nominal 
  182. loss 
  183. between the VASPs of the international circuit. However, if a single
  184. international circuit is used only for comparatively short and straightforward 
  185. international connections, this loss may be increased if the use of echo 
  186. control devices can thereby be avoided. See Recommendation\ G.131, \(sc\ 
  187. 2.1. Thus, in such cases the value of\ \fIQ\fR will be decreased accordingly. 
  188. .PP
  189. \fINote\ 2\fR \ \(em\ If the international analogue circuit exhibits an
  190. appreciable attenuation distortion with frequency, the overall loudness 
  191. rating (OLR) of the international connection may increase slightly more 
  192. than the 
  193. nominal loss between the VASPs. See \(sc\ A.4.2.
  194. .PP
  195. The concept of VASP has also been used when the international circuit was 
  196. digital. The convention is then: 
  197. .RT
  198. .LP
  199.     \fIS\fR     =\ \(em3.5 dBr
  200. .LP
  201.     \fIQ\fR     =\ \(em3.5 dBr.
  202. .bp
  203. .LP
  204. .rs
  205. .sp 30P
  206. .ad r
  207. \fBFigure 1/G.111, p.\fR 
  208. .sp 1P
  209. .RT
  210. .ad b
  211. .RT
  212. .sp 1P
  213. .LP
  214. 1.2
  215.     \fIRecommended values\fR 
  216. .sp 9p
  217. .RT
  218. .PP
  219. Recommendation G.121 gives objectives for the nominal SLR
  220. and RLR of national systems.
  221. .RT
  222. .sp 2P
  223. .LP
  224. \fB2\fR     \fBNominal overall loss of the international chain\fR 
  225. .sp 1P
  226. .RT
  227. .PP
  228. The nominal loss between the virtual switching points of each
  229. international analogue circuit should 
  230. in\ principle be 0.5\ dB at 1020\ Hz.
  231. However, some circuits can be operated with higher losses
  232. (see\ Recommendation\ G.131,\ \(sc\ 2.1) and certain analogue circuits may be
  233. operated at zero loss (see Note\ 3 of Recommendation\ G.101,\ \(sc\ 5). Digital
  234. circuits are used with a nominal transmission loss of 0\ dB (see\ \(sc\ 6).
  235. .PP
  236. As far as transmission is concerned, there is no strict limit on the number 
  237. of international analogue circuits which may be interconnected in 
  238. tandem, provided each of them has a nominal loss, between the virtual switching 
  239. points, of 0.5\ dB in the transit condition and provided there is a 4\(hywire 
  240. interconnection. Naturally, the fewer the number of interconnected circuits 
  241. the better the transmission performance is likely to be (see 
  242. Recommendation\ G.101,\ \(sc\ 3).
  243. .PP
  244. \fINote\fR \ \(em\ Information on the actual number of circuits which are 
  245. found in international connections is given in Recommendation\ G.101,\ 
  246. \(sc\ 3. 
  247. .bp
  248. .RT
  249. .sp 2P
  250. .LP
  251. \fB3\fR     \fBLRs and directional effects in a complete connection\fR 
  252. .sp 1P
  253. .RT
  254. .sp 1P
  255. .LP
  256. \fR 3.1
  257.     \fINominal LRs for each transmission direction\fR 
  258. .sp 9p
  259. .RT
  260. .PP
  261. Paragraphs A.3 and A.4 of Annex A show how to calculate OLR, the
  262. overall
  263. loudness rating, of a complete connection. The nominal OLR of an international 
  264. connection is the sum of: 
  265. .RT
  266. .LP
  267.     \(em
  268.     the nominal SLR, send loudness rating, of the national
  269. sending system (see Recommendation\ G.121,\ \(sc\ 4, and Annex\ A);
  270. .LP
  271.     \(em
  272.     the nominal CLR, circuit loudness rating, of the
  273. international chain (see Annex\ A);
  274. .LP
  275.     \(em
  276.      the nominal RLR, receive loudness rating, of the national receiving system 
  277. (see Recommendation\ G.121, \(sc\ 4, and Annex\ A). 
  278. .sp 1P
  279. .LP
  280. 3.2
  281.     \fITraffic\(hyweighted mean values of OLRs\fR 
  282. .sp 9p
  283. .RT
  284. .PP
  285. For connections under practical conditions a suitable value of OLR seems 
  286. to be 10\ dB in most cases. 
  287. .PP
  288. \fINote\fR \ \(em\ For connections totally free from echo and sidetone 
  289. problems, investigations have shown the optimum OLR to be somewhat lower, 
  290. about 5\ dB, but the optimum is rather flat so that moderate deviations 
  291. from the given value 
  292. have little subjective effect. (However, the \*Qpreferred OLR\*U in a particular 
  293. application will to some extent depend on what subscribers have become 
  294. used to. Thus, in some analogue PBXs, internal calls have had a very low 
  295. OLR. Replacing such a PBX by a digital PBX having a higher OLR might cause 
  296. some subscriber 
  297. comments on \*Qlow speech levels\*U. Some Administrations have solved this 
  298. problem by means of a manual volume control in the receive part of the 
  299. telephone set, the total range of variation being in the order of 10\ to 
  300. 12\ dB. Note that in 
  301. mobile telephony a common practice is to include a volume control which 
  302. affects both the receive and send sides but in opposite directions.) 
  303. .PP
  304. The long\(hyterm objective for the traffic\(hyweighted mean value should 
  305. lie in the range of 8\ to 12\ dB. 
  306. .PP
  307. An objective for the mean value is necessary to ensure that
  308. satisfactory transmission is given to most subscribers.
  309. .PP
  310. \fINote\ 1\fR \ \(em\ The long\(hyterm values cannot be attained at this 
  311. time and an appropriate short\(hyterm objective for OLR is a range of 8\ 
  312. to\ 21\ dB. 
  313. .PP
  314. \fINote\ 2\fR \ \(em\ The 0.5 dB transmission loss of each analogue circuit in
  315. the international chain (see \(sc\ 2\ above) has been allowed for by noting 
  316. that the average number of international circuits encountered in international 
  317. connections is\ 1.1. (See Recommendation\ G.101\ \(sc\ 3.)
  318. .PP
  319. As a result the ranges mentioned above do not include allowances for connections 
  320. between countries which: 
  321. .RT
  322. .LP
  323.     \(em
  324.     involve more than one 0.5 dB international circuit;
  325. .LP
  326.     \(em
  327.     involve a single international circuit which has a higher
  328. loss than 0.5\ dB as permitted by Recommendation\ G.131,\ \(sc\ 2.1.
  329. .PP
  330. \fINote\ 3\fR \ \(em\ Recommendation G.121, \(sc 1 gives values for national
  331. systems based on the overall objectives of this Recommendation.
  332. .PP
  333. \fINote\ 4\fR \ \(em\ The ranges stated for OLR are for planning and do not
  334. include measuring and manufacturing tolerances.
  335. .PP
  336. \fINote\ 5\fR \ \(em\ Besides loudness, other important factors have to be
  337. considered in transmission planning. Sidetone, echo and stability problems 
  338. may cause degradation of the overall speech quality in a connection. Thus, 
  339. it is 
  340. important to adopt an adequate \fIimpedance strategy\fR in the national
  341. transmission plan to avoid harmful mismatches in the network. (An example is
  342. given in Supplement\ 10 of Fascicle\ VI.1.)
  343. .RT
  344. .sp 1P
  345. .LP
  346. 3.3
  347.     \fIDifference in transmission loss between the two directions\fR 
  348. \fIof transmission\fR 
  349. .sp 9p
  350. .RT
  351. .PP
  352. In an international connection between local exchanges the
  353. contribution to the asymmetry introduced by the two national systems is 
  354. limited by the provisions of Recommendation\ G.121,\ \(sc\ 2.2. The international 
  355. circuits 
  356. could, in practical circumstances outlined in the General Remarks in
  357. Recommendation\ G.101,\ \(sc\ 4 introduce additional asymmetry. This additional
  358. asymmetry will be acceptably small.
  359. .bp
  360. .RT
  361. .sp 2P
  362. .LP
  363. \fB4\fR     \fBVariation in time and effect of\fR 
  364. \fBcircuit noise\fR 
  365. .sp 1P
  366. .RT
  367. .sp 1P
  368. .LP
  369. 4.1
  370.     \fIVariations in time\fR 
  371. .sp 9p
  372. .RT
  373. .PP
  374. The LR values calculated for national systems
  375. (Recommendation\ G.121,\ \(sc\ 4) do not cover variations in time of the loss
  376. of various parts of the national system. Recommendation\ G.151,\ \(sc\ 
  377. 3 gives the 
  378. objectives recommended by the CCITT for transmission loss variations on
  379. international circuits and national extension circuits as compared with the
  380. nominal values.
  381. .RT
  382. .sp 1P
  383. .LP
  384. 4.2
  385.     \fIEffect of circuit noise\fR 
  386. .sp 9p
  387. .RT
  388. .PP
  389. See Recommendation G.113.
  390. .RT
  391. .sp 2P
  392. .LP
  393. \fB5\fR \fBPractical limits of the OLR between two operators or one operator 
  394. and one subscriber\fR 
  395. .sp 1P
  396. .RT
  397. .PP
  398. The same loudness rating limits as between two subscribers should   apply.
  399. .RT
  400. .sp 2P
  401. .LP
  402. \fB6\fR     \fBIncorporation of
  403. \fBPCM digital processes in international\fR 
  404. \fBconnections\fR 
  405. .sp 1P
  406. .RT
  407. .sp 1P
  408. .LP
  409. 6.1
  410.      \fIConnections with a digital 4\(hywire chain extending to the local\fR 
  411. \fIexchanges\fR 
  412. .sp 9p
  413. .RT
  414. .PP
  415. As the national network develops, an international telephone
  416. connection might have the configuration indicated in Figure\ 2/G.111, in 
  417. which the analogue/digital interface occurs at the local exchange. In such 
  418. a 
  419. connection, the nominal transmission loss introduced by the 4\(hywire chain of
  420. national and international digital circuits is 0\ dB. Consequently, the
  421. 4\(hywire\ chain generally does not contribute to the control of stability and
  422. echo. However, part of the loss required to control stability and echo is at
  423. the local exchange, as indicated by the\ R and T\ pads, the remainder being
  424. provided by the balance return loss at the 2\(hywire/4\(hywire terminating 
  425. unit (see also Recommendation\ G.122). 
  426. .RT
  427. .PP
  428. Values of R and T are discussed in Recommendation G.121, \(sc 6, where 
  429. it is concluded that values can be chosen to cater for the national losses 
  430. and levels, provided that the CCITT Recommendations for international connections 
  431. are always met. For example, the sum of\ R and\ T will need to be at least 
  432. so 
  433. high that the requirements of Recommendation\ G.122 are met. This should be
  434. especially noted in cases when stability balance return losses approach
  435. 0\ dB at the 2\(hywire/4\(hywire terminating unit. Examples of values for\ 
  436. R and\ T that have been adopted by some Recommendations are given in Annex\ 
  437. C to 
  438. Recommendation\ G.121.
  439. .PP
  440. Other transmission considerations to be taken into account in the
  441. planning of connections involving 
  442. 4\(hywire local exchanges
  443. in a 
  444. mixed analogue/digital network
  445. include system loading and crosstalk.
  446. .PP
  447. Figure 2/G.111 also shows R and T as 
  448. analogue pads
  449. . This need not always be the case since under some conditions it might 
  450. be more practical or necessary to introduce the required loss by means 
  451. of 
  452. digital pads
  453. . However, if digital pads are used, their detrimental effect on digital 
  454. data or other services requiring end\(hyto\(hyend bit integrity must be 
  455. taken into account as indicated in Recommendations\ G.101,\ \(sc\ 4.4 and\ 
  456. G.103,\ \(sc\ 4. 
  457. .RT
  458. .sp 1P
  459. .LP
  460. 6.2
  461.     \fIMixed analogue/digital connections\fR 
  462. .sp 9p
  463. .RT
  464. .PP
  465. To provide satisfactory transmission on international connections in the 
  466. mixed analogue/digital period, it is likely that existing national 
  467. transmission plans will have to be amended or new ones developed to provide 
  468. for appropriate national extensions. All the relevant CCITT Recommendations 
  469. should be complied with. The Recommendations concerning national extensions 
  470. with 
  471. 4\(hywire\ chains extending 4\(hywire local exchanges are given in
  472. Recommendation\ G.121,\ \(sc\ 6.
  473. .PP
  474. Thus, the transmission planning of transition phases should preferably 
  475. not involve any degradation of the quality previously experienced. 
  476. .bp
  477. .RT
  478. .LP
  479. .rs
  480. .sp 47P
  481. .ad r
  482. \fBFigura 2/G.111, p.\fR 
  483. .sp 1P
  484. .RT
  485. .ad b
  486. .RT
  487. .LP
  488. .bp
  489. .ce 1000
  490. ANNEX\ A
  491. .ce 0
  492. .ce 1000
  493. (to Recommendation G.111)
  494. .sp 9p
  495. .RT
  496. .ce 0
  497. .ce 1000
  498. \fBExplanations related to Recommendations G.111, G.121, G.122\fR 
  499. .sp 1P
  500. .RT
  501. .ce 0
  502. .ce 1000
  503. \fBG.131, G.134: properties and uses of loudness ratings\fR 
  504. .ce 0
  505. .PP
  506. \fINote\fR \ \(em\ The CCITT \fIdefinitions\fR of loudness ratings can 
  507. be found in Volume\ V. 
  508. .sp 1P
  509. .RT
  510. .sp 2P
  511. .LP
  512. A.1
  513.     \fIGeneral explanations of loudness rating terms as used in the\fR 
  514. \fISeries G Recommendations\fR 
  515. .sp 1P
  516. .RT
  517. .sp 1P
  518. .LP
  519. A.1.1
  520.     \fILoudness rating\fR \fI(LR)\fR 
  521. .sp 9p
  522. .RT
  523. .PP
  524. As used in the Series G Recommendations for planning; loudness
  525. rating is an \fIobjective\fR measure of the loudness loss, i.e.\ a weighted,
  526. electro\(hyacoustic loss between certain interfaces in the telephone network. 
  527. (The nature of the weighting will be dealt with later.) If the circuit 
  528. between the interfaces is subdivided into sections the sum of the individual 
  529. section LRs is equal to the total LR. 
  530. .PP
  531. How to determine and to apply LRs in the Series G Recommendations is described 
  532. in \(sc\(scA.3 and\ A.4. The methods are sufficiently accurate for all 
  533. practical purposes. (Fundamentally, loudness ratings are based on subjective
  534. methods as described in Recommendations\ P.76 and\ P.78. However, subjectively
  535. measured values, in general, vary too much with time and test teams to be
  536. really useful for transmission planning.)
  537. .PP
  538. In loudness rating contexts, the subscribers are represented from a
  539. measuring point of view by an artificial mouth and an artificial ear
  540. respectively, both being accurately specified.
  541. .RT
  542. .sp 1P
  543. .LP
  544. A.1.2
  545.     \fIOverall loudness rating\fR \fI(OLR)\fR 
  546. .sp 9p
  547. .RT
  548. .PP
  549. The loudness loss between the speaking subscriber's mouth and the listening 
  550. subscriber's ear via a connection. 
  551. .RT
  552. .sp 1P
  553. .LP
  554. A.1.3
  555.     \fISend loudness rating\fR \fI(SLR)\fR 
  556. .sp 9p
  557. .RT
  558. .PP
  559. The loudness loss between the speaking subscriber's mouth and an
  560. electric interface in the network. [The loudness loss is here defined as the
  561. weighted (dB) average of driving sound pressure to measured voltage.]
  562. .RT
  563. .sp 1P
  564. .LP
  565. A.1.4
  566.     \fIReceive  loudness rating\fR \fI(RLR)\fR 
  567. .sp 9p
  568. .RT
  569. .PP
  570. The loudness loss between an electric interface in the network and the 
  571. listening subscriber's ear. [The loudness loss is here defined as the 
  572. weighted (dB) average of driving e.m.f. to measured sound pressure.]
  573. .RT
  574. .sp 1P
  575. .LP
  576. A.1.5
  577.     \fICircuit loudness rating\fR \fI(CLR)\fR 
  578. .sp 9p
  579. .RT
  580. .PP
  581. The loudness loss between two electrical interfaces in the network (via 
  582. a circuit), each interface terminated by its nominal impedance which may 
  583. be complex. [The loudness loss is here approximately equivalent to the 
  584. weighted (dB) average of the composite electric loss.] 
  585. .PP
  586. \fINote\fR \ \(em\ Junction loudness rating (JLR) is a special case of 
  587. CLR, the terminations being 600\ ohms resistive. 
  588. .RT
  589. .sp 2P
  590. .LP
  591. A.1.6
  592.     \fISidetone loudness losses\fR 
  593. .sp 1P
  594. .RT
  595. .sp 1P
  596. .LP
  597. A.1.6.1\ \ \fITalker's sidetone, sidetone masking rating (STMR)\fR 
  598. .sp 9p
  599. .RT
  600. .PP
  601. The loudness loss between a subscriber's mouth and his (earphone) ear via 
  602. the \fIelectric\fR sidetone path (see Recommendation\ P.10 for a full 
  603. definition).
  604. .bp
  605. .RT
  606. .sp 1P
  607. .LP
  608. A.1.6.2\ \ 
  609. \fIListener's sidetone rating\fR \fI(LSTR)\fR 
  610. .sp 9p
  611. .RT
  612. .PP
  613. The loudness loss between a Hoth\(hytype room noise source and the
  614. subscriber's (earphone) ear via the \fIelectric\fR sidetone path (see
  615. Recommendation\ P.10 for a full definition).
  616. .RT
  617. .sp 2P
  618. .LP
  619. A.1.7
  620.     \fIEcho loudness losses\fR 
  621. .sp 1P
  622. .RT
  623. .sp 1P
  624. .LP
  625. A.1.7.1\ \ 
  626. \fITalker echo loudness rating\fR \fI(TELR)\fR 
  627. .sp 9p
  628. .RT
  629. .PP
  630. The loudness loss of the speaker's voice sound reaching his ear as a delayed 
  631. echo. 
  632. .RT
  633. .sp 1P
  634. .LP
  635. A.1.7.2\ \ 
  636. \fIListener echo loudness rating\fR \fI(LELR)\fR 
  637. .sp 9p
  638. .RT
  639. .PP
  640. The difference in loudness loss between the speaker's direct voice sound 
  641. and its delayed echo reaching the listening subscriber's ear. 
  642. .RT
  643. .sp 1P
  644. .LP
  645. A.1.8
  646.     \fICrosstalk receive loudness rating\fR \fI(XRLR)\fR 
  647. .sp 9p
  648. .RT
  649. .PP
  650. The loudness loss from a disturbing electric interface to the
  651. disturbed subscriber's ear via the crosstalk path.
  652. .RT
  653. .sp 1P
  654. .LP
  655. A.2
  656.     \fIPsycho\(hyacoustic model for loudness ratings\fR 
  657. .sp 9p
  658. .RT
  659. .PP
  660. By the fundamental definition of loudness ratings, a \fIflat loss\fR (i.e.\ 
  661. a loss constant with frequency) introduced in a path increases the 
  662. loudness rating by the same amount. When evaluating the influence of a
  663. frequency\(hydependent loss, however, one needs a psycho\(hyacoustic model 
  664. of how the brain interprets loudness impressions. Therefore, a short description 
  665. will be given of a simple model found adequate for loudness rating planning 
  666. considerations. (See Recommendation\ P.79 for more complete explanations.)
  667. .PP
  668. The ear can be thought of as a bank of bandpass filters approximately equally 
  669. spaced on a logarithmic frequency scale. If the sound signal in a 
  670. certain band exceeds the threshold of hearing, the corresponding filter
  671. produces an output. All filter outputs are then added to create an impression 
  672. of loudness, the rule of addition depending on the sound level. 
  673. .PP
  674. For very \fIlow\fR sound levels (near the threshold of hearing) the filter 
  675. outputs are added on a power basis. For \fInormal\fR speech sound levels, 
  676. the 
  677. loudness measure can be described as obtained neither as power nor voltage
  678. addition but rather as the sum of the \fIlogarithm\fR of the filter outputs. 
  679. The 
  680. procedure can be described by Equa
  681. tion (A.2\(hy1) which covers sound levels
  682. from
  683. very low to normal. (This algorithm is in effect the same as the one given 
  684. in Recommendation\ P.79, only written in a slightly different form.) 
  685. \v'6p'
  686. .RT
  687. .ad r
  688. .ad b
  689. .RT
  690. .LP
  691. where
  692. .PP
  693. \fIL\fR\d0\uis a constant (for instance, \fIL\fR\d0\uis equal to\ 0 for 
  694. CLR, LELR), depending on the particular LR in question. 
  695. .PP
  696. \fIN\fR  | is the number of equivalent bandpass filters, the index\ \fIi\fR 
  697. refers
  698. to filter No.\ \fIi\fR at frequency \fIf\fR\d\fIi\fR\u. (Usually, the \*Qfilters\*U 
  699. are 
  700. chosen with a 1/3\(hyoctave spacing in the frequency scale. The appropriate
  701. frequency range to consider will be discussed later.)
  702. .PP
  703. \fIL\fR\d\fIi\fR\u | is the loss at \fIf\fR\d\fIi\fR\u | of the path under 
  704. study. (Provided 
  705. the sound level at that frequency is above the threshold of hearing.)
  706. .PP
  707. \fIm\fR  | (the \*Qloudness growth factor\*U) is a constant depending on the
  708. sound level:
  709. .RT
  710. .LP
  711.     \fIm\fR \ =\ 0.2
  712.     for normal speech levels,
  713. .LP
  714.     \fIm\fR \ =\ 0.5
  715.     for \*Qlower\*U sound levels (corresponding to voltage
  716. addition),
  717. .LP
  718.     \fIm\fR \ =\ 1
  719.     for very low sound levels, near the threshold of
  720. hearing (corresponding to power addition).
  721. .bp
  722. .LP
  723. \fIm\fR \ =\ 0.2 is applicable for OLR, SLR, RLR, JLR, CLR and sidetone 
  724. phenomena, 
  725. while \fIm\fR \ =\ 0.5 and\ 1 are appropriate for echo and cross\(hytalk.
  726. .LP
  727. \fIK\fR\d\fIi\fR\uis the weighting coefficient at \fIf\fR\d\fIi\fR\u. The 
  728. \fIK\fR\d\fIi\fR\u's have the general property that their sum is equal 
  729. to\ 1 in the frequency range 
  730. considered:
  731. \v'6p'
  732. .ad r
  733. .ad b
  734. .RT
  735. .PP
  736. The \fIK\fR\d\fIi\fR\u's are determined by the following factors:
  737. .LP
  738.     a)
  739.     voice spectrum of the \*Qaverage\*U speaker;
  740. .LP
  741.     b)
  742.     hearing acuity of the \*Qaverage\*U listener;
  743. .LP
  744.     c)
  745.     frequency response of the \*Qnominal\*U path typical for the
  746. particular LR in question.
  747. .PP
  748. The shape of the \fIK\fR\d\fIi\fR\u\(hyweighting is not very critical. 
  749. For transmission planning, most often a flat weighting will do. This topic 
  750. is 
  751. treated below in \(sc\(sc\ A.3 and\ A.4.
  752. .PP
  753. Equation (A.2\(hy1) can be applied in various loudness\(hyrelated rating
  754. calculations. Examples may be found in Supplement No.\ 19, Volume\ V.
  755. .PP
  756. What frequency range should be used in the computations? For LR
  757. planning purposes, only that frequency range should be considered in which 
  758. the transmission is assured. In general, this means from 300\ Hz to 3400\ 
  759. Hz for 
  760. international calls. However, for very weak speech sounds, such as just
  761. discernable crosstalk, the proper band for computation is narrower, in the
  762. order of 500\ Hz to 2000\ Hz. This is because the human hearing acuity 
  763. falls off at the band edges for low level sounds. 
  764. .PP
  765. \fINote\fR \ \(em\ The \fIK\fR\d\fIi\fR\u's are different for the 300\(hy3400\ 
  766. Hz and the 
  767. 500\(hy2000\ Hz bands.
  768. .PP
  769. It is immediately apparent again from Equations (A.2\(hy1) and (A.2\(hy2)
  770. that a flat loss of \fIL\fR \ dB will increase the LR by the same amount. 
  771. It also 
  772. turns out that if the spread in the \fIL\fR\d\fIi\fR\u\(hyvalues is \fImoderate\fR 
  773. , 
  774. Equation\ (A.2\(hy1) can be simplified to:
  775. \v'6p'
  776. .RT
  777. .ad r
  778. .ad b
  779. .RT
  780. .PP
  781. This linear approximation is the reason why the total loudness
  782. rating of a connection can be computed by simply adding the loudness ratings 
  783. of its parts. The procedures to follow will be discussed in \(sc\ A.4. 
  784. [A rule of 
  785. thumb: if\ \fIm\fR \ =\ 0.2 and the spread in\ \fIL\fR\d\fIi\fR\uis less 
  786. than 10\(hy15\ dB, Equation (A.2\(hy3) can be applied.] 
  787. .sp 1P
  788. .LP
  789. A.3
  790.     \fIMeasurement of loudness ratings of telephone sets\fR 
  791. .sp 9p
  792. .RT
  793. .PP
  794. The loudness ratings of telephone sets are determined objectively by special 
  795. measuring instruments conforming to Recommendations\ P.64, P.65 
  796. and\ P.79 with regard to the physical implementation and computational
  797. algorithm respectively. For analogue sets, the measurement set\(hyup must 
  798. provide a representative current feeding bridge and may or may not include 
  799. different 
  800. lengths of (artificial) unloaded subscriber lines. The parameters usually
  801. measured are SLR, RLR and STMR.
  802. .PP
  803. The results should not be applied directly for transmission planning, however, 
  804. before some precautions are observed regarding bandwidth and 
  805. terminating impedances.
  806. .PP
  807. Commercial instruments following Recommendation P.79 use a measuring band 
  808. of 200\ to 4000\ Hz or even 100\ to 8000\ Hz. This is a good deal wider 
  809. than the band for which CCITT Recommendations specify an assured transmission, 
  810. namely 300\ to 3400\ Hz. (See for instance Recommendations\ G.132 and\ G.151.)
  811. .PP
  812. Thus, in a national system which may be included in an international connection 
  813. one has to consider the analogue telephone set being somewhat less loud 
  814. than 
  815. the P.79\(hymeasured values.
  816. .PP
  817. Also note that the P.64\(hyP.79 loudness rating measurements are
  818. specified to be made with a terminating impedance of 600\ ohms. This is most
  819. often not the impedance appearing in the 2\(hywire part of the network. For
  820. various reasons, many Administrations now specify a complex nominal impedance. 
  821. Thus, there will be a mismatch effect. 
  822. .bp
  823. .PP
  824. For SLR and RLR an investigation has been made for a range of typical analogue 
  825. telephone set sensitivity and impedance characteristics as well as 
  826. nominal impedances. The result is that, with sufficient practical accuracy,
  827. 1\ dB should be added to the measured values of SLR and RLR of \fIanalogue\fR 
  828. telephone sets in the LR planning of networks which can be included in an
  829. international connection. Thus, with the designation SLRw and RLRw for the
  830. measured values:
  831. .RT
  832. .LP
  833.     \fISLR\fR     =\ \fISLRw\fR + 1
  834. .LP
  835. (A.3\(hy1)
  836.     \fIRLR\fR     =\ \fIRLRw\fR + 1
  837. .PP
  838. Note that the same correction also applies when an unloaded
  839. subscriber cable is included in the P.79\ measurements.
  840. .PP
  841. For \fIdigital\fR sets, however, the correction is \fInot\fR needed because
  842. the coded and filters in the set limit the band to a certain extent.
  843. .PP
  844. In the following the designations SLR and RLR always refer to planning 
  845. values. Specifically, SLR(Set) and RLR(Set) refer to the telephone set 
  846. itself without subscriber cable, and including the 1\ dB correction in 
  847. the analogue 
  848. case.
  849. .PP
  850. Parameters of further interest to the planner are of course the
  851. telephone set input impedance\ \fIZ\fR\d\fIc\fR\uand/or its return loss 
  852. against the 
  853. nominal circuit impedance.
  854. .PP
  855. Note that for STMR measurements the line terminating impedance must be 
  856. so specified that it represents realistic network conditions, i.e.\ a 
  857. termination not necessarily 600\ ohms.
  858. .PP
  859. In addition to straightforward STMR measurements, it is useful to
  860. determine the so\(hycalled \*Qno sidetone line impedance\*U\ \fIZ\fR\d\fIs\fR\\d0\u, 
  861. or 
  862. equivalent
  863. sidetone balance impedance. Knowing\ \fIZ\fR\d\fIs\fR\\d0\uin addition 
  864. to SLR and 
  865. RLR,
  866. the transmission planner is able to estimate the sidetone performance better
  867. under the widely varying conditions which may occur in the network. See
  868. \(sc\ A.4.3 for further details. (Note that\ \fIZ\fR\d\fIs\fR\\d0\umay 
  869. vary with the 
  870. line current.)
  871. .PP
  872. \fI\fR 
  873. .PP
  874. Listener sidetone may cause some subscriber difficulties when modern, high\(hysensitivity 
  875. sets having linear microphones are used in noisy environments. To get a 
  876. quantitive understanding of the problem, the set sending sensitivity curves 
  877. for both direct (speech) sound and diffuse (room noise) sound should be 
  878. measured. (See the \fIHandbook on Telephonometry\fR \ [4] and Recommendation\ 
  879. P.64 for details.) The result is preferably persented as the difference: 
  880. \v'6p'
  881. .RT
  882. .ce 1000
  883. \fIDELSM\fR = \fIS\fR\d\fIs\fR\u(diffuse) \(em \fIS\fR\d\fIs\fR\u(direct)
  884. .ce 0
  885. .ad r
  886. (A.3.2)
  887. .ad b
  888. .RT
  889. .LP
  890. .sp 1
  891. (See \(sc\ A.4.3.3.)
  892. .PP
  893. \fINote\ 1\fR \ \(em\ DELSM is fairly constant with frequency. (The diffuse 
  894. field sensitivity measurements should be made with an obstacle resembling 
  895. the human head in front of the handset microphone. The present practice 
  896. is to use the LR artificial mouth as such an obstacle. However, the detailed 
  897. measurement procedure is under study.) 
  898. .PP
  899. \fINote\ 2\fR \ \(em\ The actual shape of the frequency\(hydependent
  900. \fIK\fR\d\fIi\fR\u\(hyweighting in the P.79 algorithm as used for telephone set
  901. measurements
  902. is of no immediate concern to the transmission planner. However, the P.79
  903. weighting seems not to represent \*Qordinary people's\*U speech and hearing too
  904. well. Therefore, if one tries to analyze attenuation distortion and bandwidth 
  905. limitation effects on loudness only, P.79 results must be interpreted with 
  906. caution.
  907. .PP
  908. \fINote\ 3\fR \ \(em\ Up to now, when making national transmission plans, most
  909. Administrations have used other forms of objective measuring instruments to
  910. characterize the telephone sets. Translating such a transmission plan into
  911. terms of loudness ratings means a corresponding conversion of the \*Qold\*U
  912. telephone set data. This should be done by actually \fImeasuring\fR the 
  913. loudness 
  914. ratings of typical examples of the sets in use. (There is too much uncertainty 
  915. in general conversion formulas to obtain LRs from RE, CRE, OREM\(hyB, 
  916. IEEE\(hyObjective LR,\ etc.)
  917. .bp
  918. .RT
  919. .sp 2P
  920. .LP
  921. A.4
  922.     \fIApplication of loudness ratings in the Series G Recommendations\fR 
  923. .sp 1P
  924. .RT
  925. .sp 1P
  926. .LP
  927. A.4.1
  928.     \fIGeneral remarks\fR 
  929. .sp 9p
  930. .RT
  931. .PP
  932. Theoretically, one could determine the total attenuation/frequency response 
  933. between the input and the output ports and compute the LR in question by 
  934. an algorithm as given in \(sc\ A.2. However, for transmission planning 
  935. it is far more convenient to evaluate the LR of the \fIindividual\fR parts. 
  936. This is 
  937. especially true for the present situation with a proliferation of different
  938. types of telephone sets allowed in most Administrations' networks. Therefore, 
  939. in what follows the telephone set influence on loudness ratings will be 
  940. characterized by its SLR and/or RLR value(s).
  941. .PP
  942. Most important in transmission planning for loudness performance is to 
  943. have \fIconsistent\fR rules \(em\ even if they are simple. To strive for 
  944. high precision in the computations is rather illusory. For example, the 
  945. subscriber may control the subjective loudness quite substantially with 
  946. his handset: voluntarily by 
  947. pressing it more or less strongly to his ear (10\ dB range?) and involuntarily 
  948. by moving the microphone away from its optimum position. 
  949. .RT
  950. .sp 1P
  951. .LP
  952. A.4.2
  953.     \fINormal speech transmission\fR 
  954. .sp 9p
  955. .RT
  956. .PP
  957. Figure A\(hy1/G.111 depicts a speech connection between two
  958. subscribers, consisting of several cascaded parts.
  959. .RT
  960. .LP
  961. .rs
  962. .sp 12P
  963. .ad r
  964. \fBFigure A\(hy1/G.111, p.\fR 
  965. .sp 1P
  966. .RT
  967. .ad b
  968. .RT
  969. .PP
  970. The send and receive loudness ratings of the telephone sets
  971. themselves are designated as SLR(set) and RLR(set) respectively and the 
  972. circuit loudness ratings as CLR\dn\u. (For explanations, see \(sc\ A.1.) 
  973. Then, at 
  974. interface\ \fIi\fR \ =\ \fIn\fR in the direction from\ S to\ R we have:
  975. \v'6p'
  976. .ad r
  977. .ad b
  978. .RT
  979. .PP
  980. SLR(set) and RLR(set) are determined (measured) according to the principles 
  981. described in \(sc\ A.3. 
  982. .PP
  983. When the circuit loss is constant with frequency the CLR is, of
  984. course, equal to the composite loss at the reference frequency 1020\ Hz, 
  985. using the nominal impedances appropriate to the particular interfaces. 
  986. Thus, normally the CLRs are equal to the \fIdifference in relative levels\fR 
  987. between the 
  988. respective interfaces. (The exception occurs when the circuit includes an
  989. interface having a \*Qjump\*U in the relative level. See Recommendation\ G.121,
  990. \(sc\ 6.3 for a discussion.)
  991. .bp
  992. .PP
  993. If the attenuation distortion is noticeable, the CLR is equal to the \fIaverage 
  994. loss\fR over the frequency band 300\ Hz to 3400\ Hz on a logarithmic 
  995. frequency scale, i.e.\ a flat\ \fIK\fR\d\fIi\fR\u\(hyweighting in Equation 
  996. (A.2\(hy3) and 
  997. with
  998. the constant \fIL\fR\d0\u=0. [If the attenuation distortion is exceptionally 
  999. high 
  1000. Equation (A.2\(hy1) should be used with\ \fIm\fR \ =\ 0.2] The loss is 
  1001. to be measured or computed as a \fIvoltage loss\fR , corrected by a frequency\(hyindependent 
  1002. term, 
  1003. i.e.\ the loss is equal to the sum of the composite loss at 1020\ Hz and the
  1004. voltage loss deviation from the value at 1020\ Hz. (This practice is in
  1005. accordance with Recommendation\ G.101, \(sc\ 5.3.2.2).
  1006. .PP
  1007. \fINote\ 1\fR \ \(em\ Some Administrations may instead, want to use the 
  1008. so\(hycalled composite loss distortion as a basis for computing the CLR 
  1009. of a circuit in 
  1010. their national transmission planning. Morever, the various aspects of the
  1011. complete user end\(hyto\(hyend loss distortion is being studied by Study 
  1012. Group\ XII. 
  1013. .PP
  1014. When the loss is determined by measurement it should be under
  1015. nominally matched impedance conditions. In practice, this means \fIeither\fR 
  1016. between two physical impedances as is the case for 600\ ohms measurements 
  1017. \fIor\fR between a low\(hyimpedance generator and a high\(hyimpedance indicator. 
  1018. Either method can be used, depending on what is most practical. The measurement 
  1019. results do 
  1020. not differ very much. In the latter case, a 6\ dB correction must of course 
  1021. be applied. 
  1022. .PP
  1023. It is interesting to note that, for \fIunloaded subscriber cable\fR 
  1024. sections, the CLRs are equal to the composite loss at the reference frequency 
  1025. 1020\ Hz with sufficient accuracy for planning purposes, that is, they 
  1026. are equal to the difference in relative levels at the interfaces. (It turns 
  1027. out that, 
  1028. from a loudness point of view, the lower losses at frequencies below 1020\ Hz
  1029. compensate the higher losses at frequencies above 1020\ Hz).
  1030. .PP
  1031. \fINote\ 2\fR \ \(em\ In the particular case of a subscriber cable, the 
  1032. telephone set and the exchange may have different nominal input impedances. 
  1033. Strictly 
  1034. speaking, one should then consider \*Qinsertion loss\*U rather than \*Qcomposite 
  1035. loss\*U as the basis for CLR, as a zero length line should be associated with
  1036. \fICLR\fR \ =\ 0. However, the impedance mismatch between set and exchange 
  1037. impedances usually does not result in a significant composite loss at 1020\ 
  1038. Hz. Therefore, the designation \*Qcomposite loss\*U may also be used in 
  1039. this case. 
  1040. .PP
  1041. The CLR per kilometer of an unloaded subscriber cable can also be
  1042. estimated from the cable characteristics by the following
  1043. expression:
  1044. \v'6p'
  1045. .RT
  1046. .ce 1000
  1047. \fICLR\fR \ =\ \fIK\fR @ sqrt { fIR\fR~ | (mu | fIC\fR } @ 
  1048. .ce 0
  1049. .ad r
  1050. (A.4\(hy2)
  1051. .ad b
  1052. .RT
  1053. .LP
  1054. .sp 1
  1055. .LP
  1056. where
  1057. .LP
  1058.     \fIR\fR     is the cable resistance in ohms/km
  1059. .LP
  1060.     \fIC\fR     is the cable capacitance in nF/km
  1061. .LP
  1062. \fIK\fR  | is a constant, the value of which is dependent on the cable 
  1063. termination: 
  1064. .LP
  1065.     \fIK\fR \ =\ 0.014, if \fIZ\fR\d0\u\ =\ 900 ohms resistive
  1066. .LP
  1067.     \fIK\fR \ =\ 0.015, if \fIZ\fR\d0\u\ =\ 600 ohms resistive
  1068. .LP
  1069.     \fIK\fR \ =\ 0.016, if \fIZ\fR\d0\uis a complex impedance.
  1070. .PP
  1071. \fINote\ 3\fR \ \(em\ \*QComplex impedance\*U means here such 3\(hy or 
  1072. 2\(hyelement RC impedances as have been chosen by Administrations to resemble 
  1073. the image 
  1074. impedance of unloaded cables.
  1075. .PP
  1076. \fINote\ 4\fR \ \(em\ Equation (A.4\(hy2) gives the image attenuation at about
  1077. 800\ Hz for \fIK\fR \ =\ 0.014, and at about 1020\ Hz for\ \fIK\fR \ =\ 
  1078. 0.016. Some 
  1079. Administrations have been using the cable image attenuation at a certain
  1080. frequency (for instance 1600\ Hz) as a measure of the permissible attenuation 
  1081. in the subscriber network. However, the same numerical value should not 
  1082. be used 
  1083. automatically as the permissible CLR when transforming the transmission plan
  1084. into terms of loudness ratings.
  1085. .PP
  1086. \fINote\ 5\fR \ \(em\ Most often the errors in CLR when using Equation 
  1087. (A.4\(hy2) 
  1088. are less than 0.4\ dB.
  1089. .PP
  1090. Most modern channel equipment, including digital exchanges, can be
  1091. considered as having essentially flat attenuation/frequency characteristics
  1092. when estimating CLRs. An example of a more pronounced channel attenuation
  1093. distortion can be found in Recommendation\ G.132, dealing with
  1094. attenuation/frequency distortion limits for 12\ 4\(hywire circuits in tandem.
  1095. Assuming a maximum attenuation variation curve just touching the \fIupper\fR 
  1096. corners in Figure\ 1/G.132, a calculation shows that the attenuation distortion 
  1097. contributes 2.4\ dB to the CLR which is to be added to the loss value at 
  1098. 1020\ Hz (i.e.\ about 0.2\ dB per circuit.) 
  1099. .bp
  1100. .PP
  1101. \fINote\ 6\fR \ \(em\ An \fIOLR\fR \ =\ 9 dB may be considered as being 
  1102. well within the optimum range for connection loudness. Interestingly, at 
  1103. that value the average acoustic loss from the speaker's mouth to the listener's 
  1104. ear is about 0\ dB, 
  1105. taken over a logarithmic frequency scale.
  1106. .RT
  1107. .sp 2P
  1108. .LP
  1109. A.4.3
  1110.     \fISidetone\fR 
  1111. .sp 1P
  1112. .RT
  1113. .sp 1P
  1114. .LP
  1115. A.4.3.1\ \ \fIGeneral remarks\fR 
  1116. .sp 9p
  1117. .RT
  1118. .PP
  1119. As mentioned above, the sidetone quantities STMR and LSTR refer
  1120. specifically to the signals reaching the ear via the \fIelectric\fR sidetone
  1121. path.
  1122. .RT
  1123. .sp 1P
  1124. .LP
  1125. A.4.3.2\ \ \fITalker's sidetone STMR\fR 
  1126. .sp 9p
  1127. .RT
  1128. .PP
  1129. STMR can be \fImeasured\fR as discussed in \(sc\ A.3, using the actual
  1130. terminating impedances occurring in the network.
  1131. .PP
  1132. In many circumstances it may be more convenient to \fIcompute\fR STMR from 
  1133. telephone set data and network data. 
  1134. .PP
  1135. For transmission planning purposes, one can use the telephone set
  1136. loudness ratings and the balance return loss between the line impedance 
  1137. and the sidetone balance impedance. In practice, the following algorithm 
  1138. is generally sufficiently accurate: 
  1139. \v'6p'
  1140. .RT
  1141. .ce 1000
  1142. \fISTMR\fR = \fISLR\fR  | set) + \fIRLR\fR  | set)\ +\ \fIA\fR\d\fIm\fR\u\ 
  1143. \(em\ 1 
  1144. .ce 0
  1145. .ad r
  1146. (A.4\(hy3)
  1147. .ad b
  1148. .RT
  1149. .LP
  1150. .sp 1
  1151. where
  1152. .PP
  1153. \fISLR\fR  | set), \fIRLR\fR  | set) refer to the telephone set as before.
  1154. \fIA\fR\d\fIm\fR\uis a weighted mean of the sidetone balance return
  1155. loss\ \fIA\fR\d\fIr\fR\\d\fIs\fR\\d\fIt\fR\u:
  1156. \v'6p'
  1157. .ad r
  1158. .ad b
  1159. .RT
  1160. .LP
  1161. where:
  1162. .LP
  1163.      \fIm\fR \ =\ 0.2; the \fIK\fR\d\fIi\fR\u's are found in Table\ A\(hy1/G.111; 
  1164. and 
  1165. \v'6p'
  1166. .ad r
  1167. .ad b
  1168. .RT
  1169. .LP
  1170. Here,
  1171. .LP
  1172.     \fIZ\fR\d\fIc\fR\u    is the input impedance of the set
  1173. .LP
  1174.      \fIZ\fR\d\fIs\fR\\d0\u is the sidetone balance impedance of the set (equivalent) 
  1175. .LP
  1176.     \fIZ\fR     is the impedance of the line, \*Qseen\*U by the set when the
  1177. connection is established.
  1178. .PP
  1179. \fINote\ 1\fR \ \(em\ \fIA\fR\d\fIr\fR\\d\fIs\fR\\d\fIt\fR\uis about equal 
  1180. to the return loss 
  1181. between\ \fIZ\fR\d\fIs\fR\\d0\uand\ \fIZ\fR .
  1182. .PP
  1183. \fINote\ 2\fR \ \(em\ When the \fIactual\fR  | telephone set send and receive
  1184. sensitivity curves as functions of frequency are known, it is possible to
  1185. closely simulate STMR measurements by a more elaborate algorithm
  1186. (Recommendation\ P.79, \(sc\ 8).
  1187. .PP
  1188. As can be seen from Table A\(hy1/G.111 and Figure A\(hy2/G.111 there is 
  1189. very little emphasis on the lower frequencies in the STMR weighting. This 
  1190. is because the \*Qhuman sidetone\*U path via head bone conduction dominates 
  1191. over the electric path in that frequency range. 
  1192. .PP
  1193. \fINote\ 3\fR \ \(em\ \fISTMR\fR = 7 or 8 dB is well within the preferred 
  1194. range of 
  1195. talker's sidetone. At that value the average acoustic loss from the talker's
  1196. mouth to his ear via the electric sidetone is typically about 0\ dB (averaging 
  1197. done with the\ \fIK\fR\d\fIi\fR\uweighting given in Table\ A\(hy1/G.111). 
  1198. .bp
  1199. .RT
  1200. .ce
  1201. \fBH.T. [T1.111]\fR 
  1202. .ce
  1203. TABLE\ A\(hy1/G.111
  1204. .ce
  1205. \fBSTMR weighting\fR 
  1206. .ps 9
  1207. .vs 11
  1208. .nr VS 11
  1209. .nr PS 9
  1210. .TS
  1211. center box;
  1212. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1213. i    \fIF\fI  (kHz)    \fIK\fI
  1214. _
  1215. .T&
  1216. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1217. \ 1    0.2\ \     0 |  \ 
  1218. .T&
  1219. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1220. \ 2    0.25\     0.01
  1221. .T&
  1222. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1223. \ 3    0.315    0.02
  1224. .T&
  1225. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1226. \ 4    0.4\ \     0.03
  1227. .T&
  1228. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1229. \ 5    0.5\ \     0.04
  1230. .T&
  1231. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1232. \ 6    0.63\     0.05
  1233. .T&
  1234. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1235. \ 7    0.8\ \     0.08
  1236. .T&
  1237. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1238. \ 8    1 |  \ \     0.12
  1239. .T&
  1240. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1241. \ 9    1.25\     0.12
  1242. .T&
  1243. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1244. 10    1.6\ \     0.12
  1245. .T&
  1246. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1247. 11    2 |  \ \     0.12
  1248. .T&
  1249. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1250. 12    2.5\ \     0.12
  1251. .T&
  1252. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1253. 13    3.15\     0.12
  1254. .T&
  1255. cw(24p) | cw(54p) | cw(54p) .
  1256. 14    4 |  \ \     0.05
  1257. _
  1258. .TE
  1259. .nr PS 9
  1260. .RT
  1261. .ad r
  1262. \fBTable A\(hy1/G.111 [T1.111], p.\fR 
  1263. .sp 1P
  1264. .RT
  1265. .ad b
  1266. .RT
  1267. .LP
  1268. .sp 5
  1269. .rs
  1270. .sp 16P
  1271. .ad r
  1272. \fBFigure A\(hy2/G.111, p.\fR 
  1273. .sp 1P
  1274. .RT
  1275. .ad b
  1276. .RT
  1277. .LP
  1278. .bp
  1279. .sp 1P
  1280. .LP
  1281. A.4.3.3\ \ \fIListener's sidetone rating (LSTR)\fR 
  1282. .sp 9p
  1283. .RT
  1284. .PP
  1285. High room noise at the listening subscriber's premises disturbs the received 
  1286. speech in several ways: 
  1287. .RT
  1288. .LP
  1289.     a)
  1290.      By noise picked up by the \*Qfree\*U ear. This disturbance can be disregarded 
  1291. here because the brain has a stereophonic analysis ability to 
  1292. \*Qswitch off\*U irrelevant signals coming from the wrong direction.
  1293. .LP
  1294.     b)
  1295.     By noise leaking past the ear at the handset ear.
  1296. .LP
  1297.     c)
  1298.      By noise picked up by the handset microphone and transmitted to the handset 
  1299. ear via the electric sidetone path. 
  1300. .PP
  1301. In practice, the phonemena under c) often are the most
  1302. troublesome. (Of course, they are also the only ones within the control 
  1303. of the transmssion planner.) 
  1304. .PP
  1305. Investigations have shown that, at low frequencies, the earcap leakage 
  1306. dominates over the electric sidetone path in much the same way as bone 
  1307. conduction does for the talker's sidetone. Therefore, the
  1308. same\ \fIK\fR\d\fIi\fR\u\(hyweighting as for STMR can be applied. (At least 
  1309. if the 
  1310. ear\(hyphone
  1311. cap is not too awkwardly shaped.) Thus, the LSTR may be computed from STMR 
  1312. and the weighted mean of DELSM, the difference between diffuse and direct 
  1313. sound 
  1314. sensitivity curves of the set (see \(sc\ A.3):
  1315. \v'6p'
  1316. .RT
  1317. .ad r
  1318. .ad b
  1319. .RT
  1320. .PP
  1321. \fINote\ 1\fR \ \(em\ For modern telephone sets with linear microphones,\ 
  1322. \fID\fR is in the order of 1.5\ to 4\ dB. The value of\ \fID\fR is, to 
  1323. some extent, dependent on the handset geometric shape but not on the room 
  1324. noise level. Sets with 
  1325. carbon microphones, however, typically have a sensitivity threshold, making
  1326. them somewhat less susceptible to room noise. Their\ \fID\fR \(hyvalue 
  1327. is in the order of 6\ to 8\ dB at 60\ dBA room noise. However, some modern 
  1328. designs using linear 
  1329. microphones (notably headsets) also incorporate a sensitivity threshold 
  1330. making them less susceptible to room noise. 
  1331. .PP
  1332. \fINote\ 2\fR \ \(em\ Physically, above 800 to 1000 Hz, the earcap shields the
  1333. listening ear from a direct pick\(hyup of room noise but the electric path
  1334. provides an indirect contribution. Under conditions of high room noise 
  1335. (60\ dBA or higher) and high loss connections, the listener's sidetone 
  1336. rating should be greater than 13\ dB. This corresponds approximately to 
  1337. the earcap having an 
  1338. equivalent room noise shielding effect of 5\ to 6\ dB at the higher
  1339. frequencies.
  1340. .RT
  1341. .sp 2P
  1342. .LP
  1343. A.4.4
  1344.     \fIEcho and crosstalk\fR 
  1345. .sp 1P
  1346. .RT
  1347. .sp 1P
  1348. .LP
  1349. A.4.4.1\ \ \fIGeneral remarks\fR 
  1350. .sp 9p
  1351. .RT
  1352. .PP
  1353. Echo and crosstalk sounds are much less loud than normal speech.
  1354. Therefore, the \*Qloudness growth factor\*U, \fIm\fR \ in the evaluation 
  1355. algorithm 
  1356. (Equation A.2\(hy1) should be chosen higher than\ 0.2. Experience has shown the
  1357. following procedure to be appropriate:
  1358. .PP
  1359. The total loudness rating path under consideration is divided into
  1360. parts, whose loudness ratings are added. The parts are:
  1361. .RT
  1362. .LP
  1363.     1)
  1364.     send and receive circuits of the telephone set(s),
  1365. .LP
  1366.     2)
  1367.     the purely electric circuits.
  1368. .PP
  1369. For the telephone set(s), the normal SLR and RLR values are used. For the 
  1370. electric circuits, the loudness loss is evaluated with \fIm\fR \ =\ 0.5 
  1371. or\ 1, corresponding to voltage or power addition. (Which\ \fIm\fR \(hyvalue 
  1372. and which 
  1373. frequency range to use will be given below for each application.)
  1374. .bp
  1375. .PP
  1376. The electric circuit loudness loss LC is computed according to
  1377. Equation\ (A.2\(hy1) with a flat weighting over the (logarithmic) frequency 
  1378. band 
  1379. 300\ to 3400\ Hz. The logarithmic band is divided into (\fIN\fR \(em1) 
  1380. equal sections, 
  1381. i.e.\ by \fIN\fR \ points.
  1382. \v'6p'
  1383. .RT
  1384. .ad r
  1385. .ad b
  1386. .RT
  1387. .LP
  1388. where
  1389. \v'6p'
  1390. .sp 1P
  1391. .ce 1000
  1392. \fIK\fR\d1\u= \fIK\fR\d\fIN\fR\u=
  1393. [Formula Deleted]
  1394. .ce 0
  1395. .sp 1P
  1396. .ce 1000
  1397. .sp 1
  1398. \fIK\fR\d\fIi\fR\u=
  1399. [Formula Deleted]
  1400. .ce 0
  1401. .ad r
  1402. (A.4\(hy8)
  1403. .ad b
  1404. .RT
  1405. .PP
  1406. .sp 1
  1407. If the summation (or integration) is done on a linear frequency
  1408. scale Equation (A.4\(hy7) transforms into
  1409. \v'6p'
  1410. .ad r
  1411. .ad b
  1412. .RT
  1413. .LP
  1414. where
  1415. \v'6p'
  1416. .ce 1000
  1417. \fIC\fR \ =\ 10 log\d1\\d0\u@ left { ln~ left ( { fIf\fR\d2\ } over { fIf\fR\d1\u } right )  right } @ 
  1418. .ce 0
  1419. .ad r
  1420. (A.4\(hy10)
  1421. \v'8p'
  1422. .ad b
  1423. .RT
  1424. .ce 1000
  1425. .sp 1
  1426.     Thus, if
  1427. \fIf\fR\d1\u\ =\ 300 Hz, \fIf\fR\d2\u\ =\ 3400 Hz, then
  1428. \fIC\fR \ =\ 3.9 dB
  1429. .ce 0
  1430. .ad r
  1431. (A.4\(hy11)
  1432. .ad b
  1433. .RT
  1434. .ce 1000
  1435. .sp 1
  1436.     and if
  1437. \fIf\fR\d1\u\ =\ 500 Hz, \fIf\fR\d2\u\ =\ 2000 Hz,
  1438. then \fIC\fR \ =\ 1.4 dB
  1439. .ce 0
  1440. .ad r
  1441. (A.4\(hy12)
  1442. .ad b
  1443. .RT
  1444. .sp 1P
  1445. .LP
  1446. A.4.4.2\ \ \fITalker echo loudness rating (TELR)\fR 
  1447. .sp 9p
  1448. .RT
  1449. .PP
  1450. Following the principles given in \(sc A.4.4.1 we have
  1451. \v'6p'
  1452. .RT
  1453. .ce 1000
  1454. \fITELR\fR = \fISLR\fR (set)\ +\ \fIRLR\fR (set)\ +\ \fIL\fR\d\fIe\fR\u
  1455. .ce 0
  1456. .ad r
  1457. (A.4\(hy13)
  1458. .ad b
  1459. .RT
  1460. .LP
  1461. .sp 1
  1462. where \fISLR\fR  | set), + \fIRLR\fR  | set) refer to the telephone set 
  1463. involved. 
  1464. .PP
  1465. The echo loss \fIL\fR\d\fIe\fR\uis computed according to Equation (A.4\(hy7) 
  1466. or (A.4\(hy8) with \fIm\fR \ =\ 1 and\ \fIf\fR\d1\u= 300 Hz, 
  1467. \ \fIf\fR\d2\u\ =\ 3400\ Hz.
  1468. \v'6p'
  1469. .ce 1000
  1470. \fIL\fR\d\fIe\fR\u= \fILC\fR (\fIm\fR = 1)
  1471. .ce 0
  1472. .ad r
  1473. (A.4\(hy14)
  1474. .ad b
  1475. .RT
  1476. .PP
  1477. .sp 1
  1478. \fINote\ 1\fR \ \(em\ For \fITELR\fR = 9 dB, the echo of the speaker's voice
  1479. would reach his ear with about 0\ dB loss averaged over a logarithmic frequency 
  1480. scale. 
  1481. .PP
  1482. \fINote\ 2\fR \ \(em\ The value of \fIL\fR\d\fIe\fR\ucomputed by this method 
  1483. is identical to the value obtained using the method given in Recommendation\ 
  1484. G.122, \(sc\ 4.2. 
  1485. .PP
  1486. \fINote\ 3\fR \ \(em\ The difference between talker's sidetone and talker 
  1487. echo is that the latter of course is associated with delay. Recent investigations 
  1488. indicate that, at about 2\(hy4\ ms delay, the effect of talker echo begins 
  1489. to be 
  1490. clearly distinguishable from even a strong talker's sidetone. To avoid
  1491. subscriber annoyance from echo, the echo needs more suppression than sidetone 
  1492. signals, all the more so, the longer the delay is. The problem is under 
  1493. study in Question\ 9/XII. 
  1494. .bp
  1495. .PP
  1496. \fINote\ 4\fR \ \(em\ For circuits terminated by a digital 4\(hywire telephone 
  1497. set, an echo path is introduced by the acoustic path from earphone to microphone. 
  1498. In this case the echo path loss [\fIL\fR\d\fIi\fR\uor \fIL\fR (
  1499. \fIf\fR ) in
  1500. Equation\ (A.4\(hy7) and (A.4\(hy9) respectively] includes the acoustic 
  1501. path as well as 
  1502. the send and receive characteristics of the handset. It is practical to 
  1503. relate a weighted measure of the echo path loss to the 0\ dBr 4\(hywire 
  1504. points, using 
  1505. Equation\ (A.4\(hy7) or (A.4\(hy9) with\ \fIm\fR = 1. This weighted measure 
  1506. is designated AEL\ (0). 
  1507. .RT
  1508. .sp 1P
  1509. .LP
  1510. A.4.4.3\ \ \fIListener echo loudness rating (LELR)\fR 
  1511. .sp 9p
  1512. .RT
  1513. .PP
  1514. LELR is a weighted average of the listener echo LE over the
  1515. frequency band 300\ to 3400\ Hz. The weighting should be done according to
  1516. Equations (A.4\(hy6) or (A.4\(hy8) with\ \fIm\fR \ =\ 0.5.
  1517. .PP
  1518. \fINote\fR \ \(em\ In North American practice a term WEPL, \*Qweighted 
  1519. echo path loss\*U, is used. When one computes WEPL, the factor\ \fIm\fR 
  1520. \ =\ 0.5 but the 
  1521. weighting is flat over a \fIlinear\fR frequency scale. In general, LELR 
  1522. and WEPL do not differ very much numerically. 
  1523. .RT
  1524. .sp 1P
  1525. .LP
  1526. A.4.4.4\ \ \fICrosstalk receive loudness rating (XRLR)\fR 
  1527. .sp 9p
  1528. .RT
  1529. .PP
  1530. The harmful effect of crosstalk is of course directly related to
  1531. the actual speech level in the disturbing channel. Unfortunately, there 
  1532. is no firm relation between send loudness rating (SLR) and speech level 
  1533. in telephone networks, as investigations have shown. Therefore, it would 
  1534. be misleading to 
  1535. include SLR in a crosstalk loudness rating. Expected speech levels (mean and
  1536. standard deviation) have to be estimated from other network data. The problem 
  1537. is dealt with in Recommendation\ P.16. 
  1538. .PP
  1539. Following the principles given in \(sc\ A.4.4.1 we have:
  1540. \v'6p'
  1541. .RT
  1542. .ce 1000
  1543. \fIXRLR\fR = \fIRLR\fR  | set)\ +\ \fIL\fR\d\fIx\fR\u
  1544. .ce 0
  1545. .ad r
  1546. (A.4\(hy15)
  1547. .ad b
  1548. .RT
  1549. .LP
  1550. .sp 1
  1551. where \fIRLR\fR  | set) refers to the telephone set involved.
  1552. .PP
  1553. The crosstalk\ \fIL\fR\d\fIx\fR\uis computed according to Equation\ (A.4\(hy9) 
  1554. or (A.4\(hy8) with\ \fIm\fR \ =\ 1, 
  1555. \fIf\fR\d1\u\ =\ 500\ Hz, \fIf\fR\d2\u\ =\ 2000\ Hz.
  1556. \v'6p'
  1557. .ce 1000
  1558. \fIL\fR\d\fIx\fR\u= \fILC\fR (\fIm\fR = 1)
  1559. .ce 0
  1560. .ad r
  1561. (A.4\(hy16)
  1562. .ad b
  1563. .RT
  1564. .PP
  1565. .sp 1
  1566. \fINote\fR \ \(em\ In practice the crosstalk value at around 1020 Hz has
  1567. been found to represent\ \fIL\fR\d\fIx\fR\ufairly well (see Recommendation\ 
  1568. G.134, 
  1569. \(sc\ A.3.1).
  1570. \v'1P'
  1571. .ce 1000
  1572. ANNEX\ B
  1573. .ce 0
  1574. .ce 1000
  1575. (to Recommendation G.111)
  1576. .sp 9p
  1577. .RT
  1578. .ce 0
  1579. .ce 1000
  1580. \fBRecommended values and limits of the\fR 
  1581. \fBloudness ratings\fR 
  1582. .sp 1P
  1583. .RT
  1584. .ce 0
  1585. .ce 1000
  1586. \fBfor circuits in international connections\fR 
  1587. .ce 0
  1588. .PP
  1589. The connection configuration is shown in Figure B\(hy1/G.111 and
  1590. the LR values in Table\ B\(hy1/G.111.
  1591. .sp 1P
  1592. .RT
  1593. .PP
  1594. The interfaces between the national and international sections are assumed 
  1595. to be at relative level of 0\ dBr, as is the case for digital 
  1596. interconnections. The relation between LRs at a 0\ dBr point and at a virtual
  1597. analogue switching point (VASP) is discussed in \(sc\ 1.1. See also
  1598. Table\ D\(hy1/G.111.
  1599. .PP
  1600. \fINote\fR \ \(em\ The long\(hyterm traffic weighted mean values of LRs 
  1601. should be the same for each \fImain\fR type of subscriber categories, such 
  1602. as urban, suburban and rural. Considering the mean value only for the \fIwhole\fR 
  1603. country in the 
  1604. transmission plan might lead to a discrimination against some important
  1605. customer groups.
  1606. .bp
  1607. .RT
  1608. .LP
  1609. .rs
  1610. .sp 15P
  1611. .ad r
  1612. \fBFigure B\(hy1/G.111, p.\fR 
  1613. .sp 1P
  1614. .RT
  1615. .ad b
  1616. .RT
  1617. .ce
  1618. \fBH.T. [T2.111]\fR 
  1619. .ce
  1620. TABLE\ B\(hy1/G.111
  1621. .ce
  1622. \fBLR values as cited in Recommendations G.111 and G.121\fR 
  1623. .ps 9
  1624. .vs 11
  1625. .nr VS 11
  1626. .nr PS 9
  1627. .TS
  1628. center box;
  1629. lw(72p) | cw(36p) | cw(36p) | cw(36p) | cw(36p) .
  1630.     SLR    CLR    RLR    OLR
  1631. _
  1632. .T&
  1633. lw(72p) | cw(36p) | cw(36p) | cw(36p) | cw(36p) .
  1634.  {
  1635. Traffic\(hyweighted mean values:
  1636.  }                
  1637. .T&
  1638. lw(72p) | cw(36p) | cw(36p) | cw(36p) | cw(36p) .
  1639. \ \ long term    \ 7\(hy9 | ub\d\u)\d    0\(hy0.5 | ue\d\u)\d     {
  1640. 1\(hy3 | ub\d\u)\d\u,\d | uf\d\u)\d
  1641.  }     {
  1642. 8\(hy12 | ua\d\u)\d\u,\d | ue\d\u)\d\u,\d | uf\d\u)\d
  1643.  }
  1644. .T&
  1645. lw(72p) | cw(36p) | cw(36p) | cw(36p) | cw(36p) .
  1646. \ \ short term    \ 7\(hy15 | ub\d\u)\d    0\(hy0.5 | ue\d\u)\d     {
  1647. 1\(hy6 | ub\d\u)\d\u,\d | uf\d\u)\d
  1648.  }     {
  1649. 8\(hy21 | ua\d\u)\d\u,\d | uc\d\u)\d\u,\d | uf\d\u)\d
  1650.  }
  1651. _
  1652. .T&
  1653. lw(72p) | cw(36p) | cw(36p) | cw(36p) | cw(36p) .
  1654.  {
  1655. Maximum values for an average\(hysized country
  1656.  }    16.5 | uc\d\u)\d        13 | uc\d\u)\d    
  1657. _
  1658. .T&
  1659. lw(72p) | cw(36p) | cw(36p) | cw(36p) | cw(36p) .
  1660. Minimum value    \(em1.5 | ud\d\u)\d
  1661. .TE
  1662. .LP
  1663. \ua\d\u)\d
  1664. Recommendation G.111, \(sc 3.2.
  1665. .LP
  1666. \ub\d\u)\d
  1667. Recommendation G.121, \(sc 1.
  1668. .LP
  1669. \uc\d\u)\d
  1670. Recommendation G.121, \(sc 2.1.
  1671. .LP
  1672. \ud\d\u)\d
  1673. Recommendation G.121, \(sc 3.
  1674. .LP
  1675. \ue\d\u)\d
  1676. When the international chain is digital, CLR = 0.
  1677. If the international chain consists of one analogue
  1678. circuit, CLR\ =\ 0.5, and then OLR is increased by\ 0.5\ dB.
  1679. (If the attenuation distorsion with frequency of this
  1680. circuit is pronounced, the CLR may increase by
  1681. another\ 0.2\ dB. See\ \(sc\ A.4.2).
  1682. .LP
  1683. \uf\d\u)\d
  1684. See also the remarks made in \(sc 3.2.
  1685. .nr PS 9
  1686. .RT
  1687. .ad r
  1688. \fBTableau B\(hy1/G.111 [T2.111], p. 7\fR 
  1689. .sp 1P
  1690. .RT
  1691. .ad b
  1692. .RT
  1693. .LP
  1694. .rs
  1695. .sp 6P
  1696. .ad r
  1697. Blanc
  1698. .ad b
  1699. .RT
  1700. .LP
  1701. .bp
  1702. .ce 1000
  1703. ANNEX\ C
  1704. .ce 0
  1705. .ce 1000
  1706. (to Recommendation G.111)
  1707. .sp 9p
  1708. .RT
  1709. .ce 0
  1710. .ce 1000
  1711. \fBTranslation of LR values into CRE values\fR 
  1712. .sp 1P
  1713. .RT
  1714. .ce 0
  1715. .PP
  1716. A full discussion can be found in Annex D, on the general
  1717. relations between reference equivalents (REs), corrected reference equivalents 
  1718. (CREs), and loudness ratings (LRs). Strictly speaking, one should make 
  1719. a 
  1720. distinction between:
  1721. .sp 1P
  1722. .RT
  1723. .LP
  1724.     a)
  1725.     CREs as derived by computation from subjective REs,
  1726. .LP
  1727.     b)
  1728.     R25 equivalents measured subjectively,
  1729. .LP
  1730.     c)
  1731.     Objective R25 equivalents (OR25Es) measured
  1732. objectively.
  1733. .PP
  1734. However, Administrations seem to use the term CRE for all three
  1735. categories, and this practice has been adopted here.
  1736. .PP
  1737. The relation between CREs and LRs can be written as
  1738. follows:
  1739. .RT
  1740. .sp 1P
  1741. .ce 1000
  1742. \fISCRE\fR = \fISLR\fI\d\fIw\fR\u\ +\ \fIx\fR 
  1743. .ce 0
  1744. .sp 1P
  1745. .ce 1000
  1746. \fIRCRE\fR = \fIRLR\fI\d\fIw\fR\u\ +\ \fIy\fR 
  1747. .ce 0
  1748. .sp 1P
  1749. .PP
  1750. (The index \fIw\fR here indicates a measurement according to
  1751. Recommendation\ P.79, wideband, 0.2\(hy4\ kHz).
  1752. .PP
  1753. In Recommendation G.111, of the \fIRed Book\fR , Fascicule III.1, we
  1754. find
  1755. .RT
  1756. .sp 1P
  1757. .ce 1000
  1758. \fIx\fR = 5; \fIy\fR = 5
  1759. .ce 0
  1760. .sp 1P
  1761. .PP
  1762. However, these values are only general averages. Administrations should 
  1763. determine\ \fIx\fR and \fIy\fR by \fIactual objective LR measurements\fR 
  1764. on those 
  1765. typical sets which have been assigned CRE values in their national networks.
  1766. Large variations may be found for specific sets, compared to the general
  1767. averages.
  1768. \v'1P'
  1769. .ce 1000
  1770. ANNEX\ D
  1771. .ce 0
  1772. .ce 1000
  1773. (to Recommendation G.111)
  1774. .sp 9p
  1775. .RT
  1776. .ce 0
  1777. .ce 1000
  1778. \fBJustification for the values of LR appearing\fR 
  1779. .sp 1P
  1780. .RT
  1781. .ce 0
  1782. .ce 1000
  1783. \fBin Recommendations G.111 and G.121\fR 
  1784. .ce 0
  1785. .LP
  1786. D.1
  1787.     \fIGeneral\fR 
  1788. .sp 1P
  1789. .RT
  1790. .sp 1P
  1791. .LP
  1792. D.1.1
  1793.     \fIGeneral principles\fR 
  1794. .sp 9p
  1795. .RT
  1796. .PP
  1797. When redrafting Recommendations G.111 and G.121 on the basis of CRE in\ 
  1798. 1980, the following two principles had been observed: 
  1799. .RT
  1800. .LP
  1801.     a)
  1802.     Administrations which used planning methods based on
  1803. reference equivalents should not have serious difficulties in applying 
  1804. the new Recommendations. 
  1805. .LP
  1806.     b)
  1807.     The transmission performance provided for subscribers should not deteriorate.
  1808. .PP
  1809. When recommending LR values in Recommendations G.111 and G.121
  1810. \fIRed Book\fR version, it was not possible to strictly apply this principle
  1811. because:
  1812. .LP
  1813.     \(em
  1814.     the difference \fICRSE\fR \(em\fISLR\fR depends on the type of handset
  1815. used;
  1816. .LP
  1817.     \(em
  1818.     in any case, the sending and receiving differences for
  1819. various types of sets may vary, since different values of RE may be found in
  1820. various laboratories or with different testing teams.
  1821. .PP
  1822. To satisfy principle b) above, it was agreed to
  1823. take\ \fISLR\fR = \fICSRE\fR \(em\ 5 and \fIRLR\fR \ =\ \fICRRE\fR \(em\ 
  1824. 5\ dB which are the means (over a variety of types of sets) of the differences 
  1825. found in the CCITT Laboratory 
  1826. during a certain period. This indicates that transmission performance will 
  1827. be safeguarded as a whole, but certain Administrations may encounter difficulties 
  1828. to meet recommended values of LR. 
  1829. .bp
  1830. .sp 1P
  1831. .LP
  1832. D.1.2
  1833.     \fIOptimum values\fR 
  1834. .sp 9p
  1835. .RT
  1836. .PP
  1837. The conversion of \*Qpreferred values\*U formerly expressed as RE is
  1838. not clear.
  1839. .PP
  1840. On the basis of the information available in 1984\ [1] an overall LR of 
  1841. 5\ dB was recommended, but it was realized that a larger value might be 
  1842. preferable in the presence of echoes.
  1843. .RT
  1844. .sp 1P
  1845. .LP
  1846. D.1.3
  1847.     \fIAddition of LRs in the case of analogue subscribers' stations\fR 
  1848. .sp 9p
  1849. .RT
  1850. .PP
  1851. Let us define the national system for CREs (see \fIRed Book\fR version 
  1852. of this Recommendation, \(sc\(sc\ A.3.3 and\ A.3.4). The overall CRE of 
  1853. a connection 
  1854. is:
  1855. \v'6p'
  1856. .RT
  1857. .ce 1000
  1858. \fIY\fR = \fICSNRE\fR \ +\ \fICRNRE\fR \ +\ \fIX\fR \ +\ \fID\fR\d0\u\ 
  1859. +\ \fIA\fR 
  1860. .ce 0
  1861. .ad r
  1862. (D\(hy1)
  1863. .ad b
  1864. .RT
  1865. .LP
  1866. .sp 1
  1867. where \fICSNRE\fR = \fICSRE\fR \ +\ \fIb\fR \ +\ \fIc\fR (sending) and 
  1868. \fICRNRE\fR = \fICRRE\fR \ +\ \fIb\fR \ +\ \fIc\fR (reception), 
  1869. .LP
  1870. where
  1871. .LP
  1872.     \fICSRE\fR and \fICRRE\fR \ relate to the local systems,
  1873. .LP
  1874.     \fIb\fR     is the \fICRE\fR of a trunk junction,
  1875. .LP
  1876.     \fIc\fR     is the total of the losses (at 800 or 1000 Hz) of
  1877. long\(hydistance national circuits, exchanges and 2\(hywire/4\(hywire terminating 
  1878. unit, 
  1879. .LP
  1880.     \fIX\fR     is the total loss of international circuits,
  1881. .LP
  1882.     \fID\fR\d0\uand \fIA\fR \ (ADE) are defined in Annex\ B, \fIRed Book\fR 
  1883. version.
  1884. .LP
  1885.     Similarly, the overall LR will be:
  1886. \v'6p'
  1887. .ce 1000
  1888. \fIZ\fR = \fISNLR\fR + \fIRNLR\fR + \fIX\fR + \fID\fR `\d0\u+ \fIA\fR `
  1889. .ce 0
  1890. .ad r
  1891. (D\(hy2)
  1892. .ad b
  1893. .RT
  1894. .LP
  1895. .sp 1
  1896. with
  1897. \v'6p'
  1898. .ce 1000
  1899. \fISNLR\fR = \fISLR\fR + \fIb\fR ` + \fIc\fR 
  1900. .ce 0
  1901. .ad r
  1902. (D\(hy3)
  1903. .ad b
  1904. .RT
  1905. .LP
  1906. .sp 1
  1907. where
  1908. .LP
  1909.     \fID\fR `\d0\u    is negligible and
  1910. .LP
  1911.     \fIA\fR `, \fIb\fR `
  1912.     are virtually equal to \fIA\fR ,
  1913. \fIb\fR (cf. Annex\ B, \fIRed Book\fR version).
  1914. .PP
  1915. If it is assumed (\(sc\ D.1.1 above) that \fISLR\fR = \fICSRE\fR \(em\ 
  1916. 5, \fI\fR 
  1917. \fIRLR\fR \ =\ \fICRRE\fR \(em\ 5, and \fID\fR `\d0\u\ =\ \(em4 (since the
  1918. Recommendations were originally applied to old\(hytype subscriber's stations),
  1919. then\ \fIZ\fR \ =\ \fIY\fR \ \(em\ 6\ dB is obtained.
  1920. .PP
  1921. In fact, the recommended values were derived from \fIZ\fR \ =\ \fIY\fR 
  1922. \(em\ 5\ dB, 
  1923. which is not a significant difference, but the recommendations for the 
  1924. national system are a little more stringent, because the ADE of national 
  1925. long distance circuits was included in the national system. 
  1926. .RT
  1927. .sp 2P
  1928. .LP
  1929. D.2
  1930.     \fILRs recommended in 1988\fR 
  1931. .sp 1P
  1932. .RT
  1933. .PP
  1934. D.2.1 
  1935. The maximum values and the minimum for sending have been retained; other 
  1936. values differ from those recommended in\ 1984, as explained below. 
  1937. .sp 9p
  1938. .RT
  1939. .sp 1P
  1940. .LP
  1941. D.2.2
  1942.     \fIOptimum value\fR 
  1943. .sp 9p
  1944. .RT
  1945. .PP
  1946. Values directly determined in terms of overall LR (Recommendations P.78 
  1947. or P.79) during conversation tests are available as follows: 
  1948. .PP
  1949. British Telecom [1], in the presence of room noise, found a maximum
  1950. mean opinion score (MOS) for OLR\ =\ 3\ dB and a minimum difficulty percentage 
  1951. for OLR\ =\ 7.2\ dB. It was proposed to adopt 5\ dB as the optimum value 
  1952. and an 
  1953. almost equally good performance was found in a range from 1\ to 10\ dB.
  1954. .bp
  1955. .PP
  1956. NTT [2] found values between 4 and 6 dB according to noise conditions; 
  1957. an optimum OLR\ =\ 5.34\ dB is used in the OPINE model. 
  1958. .PP
  1959. According to the TRANSRAT model [3], maximum MOS is obtained
  1960. for\ \fIL\fR\d\fIe\fR\u\ =\ 7.5 (corresponding to \fIL\fR `\fI
  1961. \fI\d\fIe\fR\u\ =\ 8.5 in Supplement No.\ 3, \(sc\ 1, of Volume\ V, where\ 
  1962. \fIL\fR\d\fIe\fR\u\ =\ OLR(EARS). There are reasons to think that\ \fIL\fR\d\fIe\fR\uis 
  1963. higher than OLR (See Recommendation\ P.79) by a few dB, so that this should 
  1964. not differ significantly from the above values; this point is being studied 
  1965. under Question\ 7/X.II. 
  1966. .PP
  1967. In any case, such maxima are very flat and there is evidence that
  1968. higher values would apply in the presence of echoes. It may be provisionally
  1969. concluded that to obtain the best performance, OLR (See Recommendation\ P.79)
  1970. should not exceed about 10\ dB, but should not be much smaller.
  1971. .RT
  1972. .sp 1P
  1973. .LP
  1974. D.2.3
  1975.     \fITraffic weighted mean values\fR 
  1976. .sp 9p
  1977. .RT
  1978. .PP
  1979. An optimum OLR of 10 dB was adopted and it was subdivided between sending 
  1980. and receiving in the same manner as for the LRs of digital 
  1981. subscriber's sets (the latter being referred to a 0\ dBr point). This gives 
  1982. the long\(hyterm objectives. 
  1983. .PP
  1984. The values of \fIA\fR (see \(sc\ D.1.3) used previously, which took into
  1985. account both effects of attenuation distortion on loudness and naturalness 
  1986. of speech, were replaced by a fixed allowance of 2\ dB (1\ dB in each national 
  1987. system, see \(sc\ A.3) when analogue subscriber's stations are used.
  1988. .PP
  1989. This, combined with a small margin in the previous Recommendation version 
  1990. (see \(sc\ D.1.3 of this Annex), made it possible to increase the traffic\(hyweighted 
  1991. means for sending by about 4\ dB and to keep the same overall values.
  1992. .RT
  1993. .sp 1P
  1994. .LP
  1995. D.3
  1996.     \fIConclusion\fR 
  1997. .sp 9p
  1998. .RT
  1999. .PP
  2000. Table D\(hy1/G.111 recapitulates the values of LR recommended in\ 1984 
  2001. and those which are recommended now. 
  2002. .RT
  2003. .ce
  2004. \fBH.T. [T3.111]\fR 
  2005. .ce
  2006. TABLE\ D\(hy1/G.111
  2007. .ce
  2008. \fBValues (dB) of sending, receiving, circuit and overall loudness\fR 
  2009. .ce
  2010. \fBrating\fR 
  2011. .ce
  2012. \fBcited in Recommendations G.111 and G.121\fR 
  2013. .ps 9
  2014. .vs 11
  2015. .nr VS 11
  2016. .nr PS 9
  2017. .TS
  2018. center box;
  2019. lw(84p) | cw(12p) sw(12p) sw(12p) | cw(18p) sw(12p) sw(18p) sw(12p) sw(36p) sw(12p) , ^  | c | c | c | ^ | ^ | ^ | ^ | ^ | ^ , ^  | c | c | l | c s | c | c | c 
  2020. ^  | ^  | ^  | ^  | c | c | c | c | l | l.
  2021.     Recommended  in 1984    Recommended in 1988
  2022.     SLR    RLR    OLR
  2023.     VASP    VASP        SLR    RLR    CLR    OLR    0 dBr    VASP    0 dBr    VASP        
  2024. _
  2025. .T&
  2026. lw(84p) | lw(12p) | lw(12p) | cw(12p) | lw(18p) | lw(12p) | lw(18p) | lw(12p) | lw(36p) | cw(12p) .
  2027. Optimum value            \ \( =5 |                          \( =10
  2028. _
  2029. .T&
  2030. lw(84p) | lw(12p) | lw(12p) | cw(12p) | lw(18p) | lw(12p) | lw(18p) | lw(12p) | lw(36p) | cw(12p) .
  2031.  {
  2032. Traffic\(hyweighted mean values:
  2033.  }                                    
  2034. .T&
  2035. rw(84p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(18p) | cw(12p) | cw(18p) | cw(12p) | cw(36p) | cw(12p) .
  2036. (minimum)    \ 6.5    \(em2.5    \ 8 |      \ \ 7 |      10.5    \ 1    \(em3    (Note 1)    \ \ 8
  2037. .T&
  2038. lw(84p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(18p) | cw(12p) | cw(18p) | cw(12p) | cw(36p) | cw(12p) .
  2039. \ long\(hyterm objective                                    
  2040. .T&
  2041. rw(84p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(18p) | cw(12p) | cw(18p) | cw(12p) | cw(36p) | cw(12p) .
  2042. (maximum)    \ 8 |      \(em1 |      11 |      \ \ 9 |      12.5    \ 3    \(em1    (Note 1)    \ 12
  2043. .T&
  2044. lw(84p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(18p) | cw(12p) | cw(18p) | cw(12p) | cw(36p) | cw(12p) .
  2045.  {
  2046. \ short\(hyterm objective
  2047. (maximum)
  2048.  }    14 |      \ 2.5    20.5    \ 15 |      18.5    \ 6    \ 2    (Note 1)    \ 21
  2049. _
  2050. .T&
  2051. lw(84p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(18p) | cw(12p) | cw(18p) | cw(12p) | cw(36p) | cw(12p) .
  2052.  {
  2053. Maximum values for an average\(hysized country
  2054.  }    20 |      \ 9 |          \ 16.5    20 |      13    \ 9     {
  2055. \fIn\fR
  2056. \(mu 0.5
  2057. (Note 2)
  2058.  }    
  2059. _
  2060. .T&
  2061. lw(84p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(12p) | cw(18p) | cw(12p) | cw(18p) | cw(12p) | cw(36p) | cw(12p) .
  2062. Minimum for sending    \ 2 |              \(em1.5    \ 2 |                  
  2063. .TE
  2064. .LP
  2065. \fINote\ 1\fR
  2066. \ \(em\ \fICLR\fR
  2067. = 0 for a digital international circuit, 0.5 dB for an
  2068. analogue one. The average number of international circuits is
  2069. about\ 1.
  2070. .LP
  2071. \fINote\ 2\fR
  2072. \ \(em\ \fIn\fR
  2073.  | is the number of analogue international circuits.
  2074. .LP
  2075. \fINote\ 3\fR
  2076. \ \(em\ The VASPs are defined in Recommendation G.101.
  2077. .nr PS 9
  2078. .RT
  2079. .ad r
  2080. \fBTable D\(hy1/G.111 [T3.111], p.\fR 
  2081. .sp 1P
  2082. .RT
  2083. .ad b
  2084. .RT
  2085. .LP
  2086. .bp
  2087. .sp 2P
  2088. .LP
  2089.     \fBReferences\fR 
  2090. .sp 1P
  2091. .RT
  2092. .LP
  2093. [1]
  2094.     CCITT Contribution COM XII\(hy97 (British Telecom), Study
  2095. Period\ 1981\(hy1984.
  2096. .LP
  2097. [2]
  2098.     OSAKA\ (S.) and KAKEHI\ (N.): Objective model for evaluating telephone
  2099. transmission performance, \fIReview of the Electric Communication Laboratories\fR 
  2100. , Vol.\ 34, No.\ 4, pp.\ 437\(hy444, 1986. 
  2101. .LP
  2102. [3]
  2103.      HATCH\ (R. | .) and SULLIVAN\ (J. | .): Transmission rating models for 
  2104. use in planning of telephone networks, \fIConference Record NTC\ 76\fR 
  2105. , pp.\ 23.2\(hy1 
  2106. to\ 23.2\(hy5, Dallas,\ 1976.
  2107. .LP
  2108. [4]
  2109.     CCITT \fIHandbook on Telephonometry\fR , ITU, Geneva\ 1987.
  2110. \v'1P'
  2111. .sp 2P
  2112. .LP
  2113. \fBRecommendation\ G.113\fR 
  2114. .RT
  2115. .sp 2P
  2116. .sp 1P
  2117. .ce 1000
  2118. \fBTRANSMISSION\ IMPAIRMENTS\fR 
  2119. .EF '%    Fascicle\ III.1\ \(em\ Rec.\ G.113''
  2120. .OF '''Fascicle\ III.1\ \(em\ Rec.\ G.113    %'
  2121. .ce 0
  2122. .sp 1P
  2123. .ce 1000
  2124. \fI(Geneva, 1980; amended at Malaga\(hyTorremolinos, 1984\fR \fIand Melbourne, 
  2125. 1988)\fR 
  2126. .sp 9p
  2127. .RT
  2128. .ce 0
  2129. .sp 1P
  2130. .LP
  2131. \fB1\fR     \fBTransmission impairment\fR 
  2132. .sp 1P
  2133. .RT
  2134. .PP
  2135. 1.1
  2136. The objectives for the attenuation distortion of a
  2137. maximum\(hylength 4\(hywire chain are given in Recommendation\ G.132 and 
  2138. those of the signal\(hyindependent noise performance of such maximum\(hylength 
  2139. connections are 
  2140. given in \(sc\ 2 of this Recommendation. Bearing in mind that less complicated
  2141. connections (which are more numerous) will have less attenuation distortion 
  2142. and less noise, then the maximum, average and minimum values of loudness 
  2143. rating 
  2144. recommended in Recommendation\ G.121 will ensure an adequate transmission
  2145. performance on international connections.
  2146. .sp 9p
  2147. .RT
  2148. .PP
  2149. 1.2
  2150. Should values of attenuation distortion or noise greatly
  2151. different from those recommended by the CCITT for systems and equipments be
  2152. contemplated, then guidance concerning possible changes in transmission
  2153. performance can be found in Recommendation\ P.11 and Annexes\ [1], with some
  2154. indication of possible trade\(hyoffs between them.
  2155. .sp 2P
  2156. .LP
  2157. \fB2\fR     \fBNetwork performance objective for\fR 
  2158. \fBcircuit noise on complete   telephone connections\fR 
  2159. .sp 1P
  2160. .RT
  2161. .PP
  2162. The CCITT recommends that the network performance objective for the mean 
  2163. value, expressed in decibels and taken over a large number of worldwide 
  2164. connections (each including four international circuits), of the distribution 
  2165. of one\(hyminute mean values of signal\(hyindependent noise power of the 
  2166. connections, should not exceed \(em43\ dBm0p referred to the input of the 
  2167. first circuit in the chain of international circuits. 
  2168. .RT
  2169. .sp 2P
  2170. .LP
  2171. \fB3\fR     \fBTransmission impairments due to digital processes\fR 
  2172. .sp 1P
  2173. .RT
  2174. .PP
  2175. The incorporation of unintegrated digital processes in international telephone 
  2176. connections, particularly during the mixed analogue/digital period, can 
  2177. result in an appreciable accumulation of transmission impairments. It is, 
  2178. therefore, necessary to ensure that this accumulation does not reach a 
  2179. point 
  2180. where it can seriously degrade overall transmission quality.
  2181. .RT
  2182. .sp 1P
  2183. .LP
  2184. 3.1
  2185.     \fIQuantizing distortion\fR 
  2186. .sp 9p
  2187. .RT
  2188. .PP
  2189. From the point of view of quantizing distortion, it is recommended that 
  2190. no more than 14\ units of quantizing distortion (qdu) should be introduced 
  2191. in an international telephone connection. 
  2192. .PP
  2193. For telephone connections which incorporate unintegrated digital
  2194. processes, it is permissible to simply add the units of quantizing distortion 
  2195. that have been assigned to the individual digital processes to determine 
  2196. the 
  2197. total or overall quantizing distortion. Some sources of quantizing distortion 
  2198. and the units tentatively assigned to them are given in \(sc\ 3.2. 
  2199. .bp
  2200. .PP
  2201. By definition, an average 8\(hybit codec pair (A/D and D/A conversions, 
  2202. A\(hylaw or \(*m\(hylaw) which complies with Recommendation\ G.711 introduces\ 
  2203. 1 
  2204. quantizing distortion units (1\ qdu). An average codec pair produces about
  2205. 2\ dB less quantizing distortion than the limits indicated in
  2206. Recommendation\ G.712. This would correspond to a single\(hyto\(hydistortion 
  2207. ratio of 35\ dB for the sine\(hywave test method and approximately 36\ 
  2208. dB for the noise test method. (A total of fourteen 8\(hybit PCM processes 
  2209. each of which just comply with the limits for signal\(hyto\(hydistortion 
  2210. ratio in Recommendation\ G.712 would be 
  2211. unacceptable). The same principle should be applied when proposing planning
  2212. values of quantizing distortion units for other digital processes.
  2213. .PP
  2214. In principle, the number of units for other digital processes are
  2215. determined by comparison with an 8\(hybit PCM codec pair such that the 
  2216. distortion of the digital process being evaluated is assigned\ \fIn\fR 
  2217. quantizing distortion 
  2218. units if it is equivalent to\ \fIn\fR unintegrated 8\(hybit PCM process 
  2219. in tandem. 
  2220. Several methods of comparison are possible; these include objective
  2221. measurements (or equivalent analysis), subjective tests, and data tests in
  2222. which the effect on the bit error ratio at the output of a voice\(hyband data
  2223. modem receiver is used as a criterion.
  2224. .PP
  2225. At the present time no objective measurement capability exists which can 
  2226. produce results (e.g.\ SNR) that correlate closely with results obtained 
  2227. from subjective measurement of the effect of many of the digital processes 
  2228. now being studied on speech performance. Therefore, the number of units 
  2229. of 
  2230. quantization distortion for digital processes should, in general, be determined 
  2231. by subjective measurement methods, such as those found in Recommendation\ 
  2232. P.81. In some instances the number of units of quantization distortion 
  2233. for a digital process can be determined without subjective measurement 
  2234. by decomposing a 
  2235. digital process into two or more parts and allocating to the parts suitable
  2236. fractions of the total number of units assigned to the digital process.
  2237. However, while this method may be considered an objective method for
  2238. .PP
  2239. determining the qdu assignments for the parts, it uses as a starting point a
  2240. subjectively determined value. Furthermore, except for relatively simple
  2241. digital processes where the decomposition is uncomplicated, this method 
  2242. may not be reliable and should be used with care. 
  2243. .PP
  2244. Planning rules should be aplicable to all signals transmitted in the voice\(hyfrequency 
  2245. band. Therefore, in general, both speech quality and data 
  2246. performance must be considered. Speech quality should be evaluated by
  2247. subjective tests and data performance should be evaluated by objective
  2248. measurements which provide estimates of the expected bit error ratio and
  2249. signalling performance. At present, however, because of the lack of an
  2250. objective method for evaluating the effect of digital processes on voice\(hyband 
  2251. data performance, the planning rule in this Recommendation is limited to 
  2252. voice connection planning purposes only. \(sc\ 4 discusses some of the 
  2253. problems 
  2254. associated with developing a planning rule for connections carrying voice\(hyband 
  2255. data and other non\(hyspeech signals. Such a rule would be based on a unit 
  2256. reflecting the contribution digital processes make to the impairment or
  2257. impairments that affect voice\(hyband data modems and/or signalling systems. 
  2258. Such a unit does not exist yet. 
  2259. .PP
  2260. \fINote\fR \ \(em\ The effect of quantizing distortion on speech transmission 
  2261. is under study in Question\ 18/XII and the effect of quantizing distortion 
  2262. on data transmission is under study in Question\ 25/XII. 
  2263. .RT
  2264. .sp 1P
  2265. .LP
  2266. 3.2
  2267.     \fISources of quantizing distortion\fR 
  2268. .sp 9p
  2269. .RT
  2270. .PP
  2271. The units of quantizing distortion (qdu) tentatively assigned to a number 
  2272. of digital processes are given in Table\ 1/G.113. Background information 
  2273. on these assignments is given in Supplement\ Nos.\ 21 and\ 22, \fIRed\ 
  2274. Book\fR , 
  2275. Fascicles\ III.1 and\ III.2, respectively and in the notes associated with
  2276. Table\ 1/G.113.
  2277. .PP
  2278. Conceptually the number of qdu assigned to a particular digital
  2279. process
  2280. should reflect the effect of only the quantization noise produced by the
  2281. process on speech. In practice the qdu must be determined from subjective
  2282. measurements of real or simulated processes, where subjects will be exposed 
  2283. to not only the quantization noise but other impairments produced by the 
  2284. digital process tested. 
  2285. .PP
  2286. Therefore, the subjective test results will be biased by these other impairments 
  2287. if the levels of these other impairments differ to a greater or 
  2288. lesser extent from the levels produced by PCM (the reference). Such biases 
  2289. will cause the derived qdu to not be a true measure of the effect of quantization 
  2290. distortion. The qdu assignment will instead reflect the effect of all the
  2291. impairments on speech quality. Thus, to reduce the chance for such a bias to
  2292. occur when determining the qdu assignments for digital processes, it is
  2293. important to design the subjective test so as to:
  2294. .RT
  2295. .LP
  2296.     1)
  2297.     minimize the contributions of impairments other than
  2298. quantization distortion to the subjective test results, or
  2299. .LP
  2300.     2)
  2301.      equalize the levels of these other impairments in the test and reference 
  2302. conditions. 
  2303. .bp
  2304. .sp 1P
  2305. .LP
  2306. 3.3
  2307.     \fIEffect of random bit errors\fR 
  2308. .sp 9p
  2309. .RT
  2310. .PP
  2311. The effect of random bit errors is under study in
  2312. Question\ 25/XII.
  2313. .RT
  2314. .sp 1P
  2315. .LP
  2316. 3.4
  2317.     \fIAttenuation distortion\fR \fIand\fR 
  2318. \fIgroup\(hydelay\fR 
  2319. \fIdistortion\fR 
  2320. .sp 9p
  2321. .RT
  2322. .PP
  2323. The provisional recommendation made in \(sc\ 3.1 specifies that the
  2324. total quantizing distortion introduced by unintegrated digital processes in
  2325. international telephone connections should be limited to a maximum of 14\ 
  2326. units. It is expected that if this provisional recommendation is complied 
  2327. with, the 
  2328. accumulated attenuation distortion and the accumulated group\(hydelay distortion 
  2329. introduced by unintegrated digital processes in such connections would 
  2330. also be kept within acceptable limits. 
  2331. .PP
  2332. \fINote\fR \ \(em\ The relationships among limitations imposed by quantizing
  2333. distortion, attenuation distortion and group\(hydelay distortion are under 
  2334. study in Study Group\ XII. 
  2335. .RT
  2336. .sp 1P
  2337. .LP
  2338. 3.5
  2339.     \fIProvisional planning rule\fR 
  2340. .sp 9p
  2341. .RT
  2342. .PP
  2343. As a consequence of the relationship indicated in \(sc\ 3.4 above
  2344. concerning quantizing distortion, attenuation distortion and group\(hydelay
  2345. distortion, it is possible to recommend a provisional planning rule governing 
  2346. the incorporation of 
  2347. unintegrated digital processes in international
  2348. telephone connections
  2349. . This provisional planning rule is in terms of units of transmission impairment 
  2350. which numerically are the same as the units of 
  2351. quantizing distortion allocated to specific digital processes as indicated
  2352. in Table\ 1/G.113. The provisional planning rule is as follows:
  2353. .RT
  2354. .LP
  2355.     \fIThe number of\fR 
  2356. \fIunits of transmission impairment\fR \fIin an\fR 
  2357. \fIinternational telephone connection should not exceed:\fR 5\ \fR +\fI\ 
  2358. 4\ \fR +\fI\ 5\ \fR =\fI\ 14\ units\fR . 
  2359. .PP
  2360. Under the above rule, each of the two national portions of an
  2361. international telephone connection are permitted to introduce up to a maximum 
  2362. of 5\ units of transmission impairment and the international portion up 
  2363. to a 
  2364. maximum of 4\ units.
  2365. .PP
  2366. \fINote\fR \ \(em\ It is recognized that in the mixed analogue/digital 
  2367. period, it might for a time not be practical for some countries to limit 
  2368. their national contributions to a maximum of 5\ units of transmission impairment. 
  2369. To 
  2370. accommodate such countries, a temporary relaxation of the provisional planning 
  2371. rule is being permitted. Through this relaxation, the national portion 
  2372. of an 
  2373. .PP
  2374. international telephone connection would be permitted to introduce up to
  2375. 7\ units of transmission impairment. Theoretically, this could result in
  2376. international telephone connections with a total of 18\ qdu of transmission
  2377. impairment. Such connections would introduce an additional transmission 
  2378. penalty insofar as voice telephone service is concerned. Administrations 
  2379. which find it indispensable to have a national allowance of more than 5\ 
  2380. units (but no more 
  2381. than 7\ units) should ensure that not more than a small percentage of traffic 
  2382. on national extensions exceeds 5\ units. 
  2383. .RT
  2384. .sp 1P
  2385. .LP
  2386. 3.6
  2387.     \fILimitations of the provisional planning rule\fR 
  2388. .sp 9p
  2389. .RT
  2390. .PP
  2391. In \(sc\ 3.5, it is assumed that for estimating the
  2392. transmission impairment due to the presence of unintegrated digital processes 
  2393. in international telephone connections, the units of transmission impairment 
  2394. correspond to the units of quantizing distortion and that the simple addition 
  2395. of such units would apply. 
  2396. .PP
  2397. For international telephone circuits that include tandem digital
  2398. processes in an all\(hydigital environment, adding the individual units of
  2399. quantizing distortion might not accurately reflect the accumulated quantizing 
  2400. distortion (and, consequently, the accumulated units of transmission 
  2401. .PP
  2402. impairment). This could be the case since the individual amounts of quantizing 
  2403. distortion power produced by the individual digital processes might not 
  2404. be 
  2405. uncorrelated and, therefore, the addition of individual units of quantizing
  2406. distortion might, under some circumstances, indicate totals that could be
  2407. different from those actually in effect. This is explained in some detail in
  2408. Supplement\ No.\ 21, \fIRed\ Book\fR , Fascicle\ III.1.
  2409. .PP
  2410. Although the 5\ +\ 4\ +\ 5\ =\ 14 rule given in \(sc\ 3.5 might under
  2411. some conditions provide only approximate results, the rule, nevertheless, is
  2412. considered to be suitable for most planning purposes particularly in cases
  2413. involving unintegrated digital processes. Examples of tandem digital processes 
  2414. which are explicitly taken into account in Table\ 1/G.113 are A\(hy\(*m\(hyA 
  2415. code 
  2416. conversion, \(*m\(hyA\(hy\(*m code conversion, and PCM\(hyADPCM\(hyPCM 
  2417. conversion. 
  2418. .bp
  2419. .RT
  2420. .LP
  2421. .rs
  2422. .sp 47P
  2423. .ad r
  2424. \fBCuadro 1/G.113 [T1.113], p.\fR 
  2425. .sp 1P
  2426. .RT
  2427. .ad b
  2428. .RT
  2429. .LP
  2430. .bp
  2431. .sp 2P
  2432. .LP
  2433. \fB4\fR     \fBEffect of \fR \fBtransmission impairments on voiceband\fR 
  2434. \fBdata performance\fR 
  2435. .sp 1P
  2436. .RT
  2437. .PP
  2438. The effect of transmission impairments on voiceband data
  2439. performance is under study in Question\ 25/XII. Some information provided 
  2440. by one Administration is available in Annex\ 4 to the Question. 
  2441. .PP
  2442. Just as speech quality is affected by the transmission impairments
  2443. found on telephone connections, so too is voiceband data quality. Many
  2444. different impairments are present on a connection; some are steady\(hystate
  2445. impairments (e.g.\ loss, noise, quantization distortion, phase jitter, 
  2446. harmonic and intermodulation distortions, envelope delay distortion, echo, 
  2447. and 
  2448. attenuation distortion) while others are transient (e.g.\ impulse noise, 
  2449. phase or gain hits, and dropouts) and may tend to occur infrequently. Both 
  2450. steady\(hystate and transient impairments can affect speech and voiceband data.
  2451. However, the transient impairments almost always have a bigger impact on 
  2452. data than on speech. This is also true of some of the steady\(hystate impairments, 
  2453. e.g.\ phase jitter and envelope delay distortion. Because of this, planning
  2454. rules for circuits carrying speech usually concentrate on controlling the
  2455. steady\(hystate impairments, and less attention is paid to the transient
  2456. impairments. If new planning rules are to be created with the intent of
  2457. controlling the buildup of the impairments that are important to voiceband
  2458. data, then these new rules will have to treat the transient as well as the
  2459. steady\(hystate impairments.
  2460. .PP
  2461. The extent to which certain impairments affect voice\(hyband data depend 
  2462. upon the modem speed, modulation used and other characteristics such as 
  2463. whether the modem contains an equalizer to correct for envelope delay distortion. 
  2464. Low speed modems, operating at 1200\ bit/s or less can usually tolerate 
  2465. a poorer SNR than higher speed modems. They also tend to be less sensitive 
  2466. to envelope delay distortion than the higher speed modems. Modems operating 
  2467. at 4800\ bit/s and 
  2468. higher will usually contain an envelope delay distortion equalizer to minimize 
  2469. the effect of envelope delay distortion on the performance. Transients 
  2470. affect all modems, to a greater or lesser extent depending on many factors. 
  2471. .PP
  2472. Two other factors influencing how impairments impact on voice\(hyband
  2473. data performance are:
  2474. .RT
  2475. .LP
  2476.     a)
  2477.     whether error detection and/or correction techniques are
  2478. employed, and
  2479. .LP
  2480.     b)
  2481.     how the information to be sent is encoded.
  2482. .PP
  2483. If error correction is not used then error causing impairments
  2484. will cause errors in the output data. However, if error correction is used 
  2485. then the impact of error causing impairments will only reduce the data 
  2486. throughput 
  2487. rate. Depending on how customer information is coded, errors can have more 
  2488. or less serious effects. For example, the loss of a letter in a word, because 
  2489. of a 
  2490. .PP
  2491. bit error in the 8\ bits representing the letters of the alphabet, is probably 
  2492. less important than an error in the 8\ bits used to convey information 
  2493. about the size, shape or location of a graphical symbol in an image. 
  2494. .PP
  2495. Bit compression techniques such as ADPCM (according to
  2496. Recommendation\ G.721) have a very significant effect on high speed
  2497. (\(>=" | 800\ bit/s) modem performance (see Annex\ C).
  2498. .PP
  2499. From the point of view of developing a simple planning rule which can be 
  2500. used to assess the effects of digital processes on voice\(hyband data 
  2501. performance, several points are important:
  2502. .RT
  2503. .LP
  2504.     1)
  2505.     Impairments (especially transients) other than those
  2506. customarily measured for speech performance are important for measuring
  2507. voice\(hyband data performance.
  2508. .LP
  2509.     2)
  2510.     A simple meaure of the steady\(hystate impairments
  2511. (e.g.\ signal\(hyto\(hytotal noise ratio) may not prove to be a satisfactory 
  2512. basis for a voice\(hyband data planning rule. A planning rule may have 
  2513. to take the transient impairments into account. 
  2514. .LP
  2515.     3)
  2516.     Modem type and speed must be taken into account. Thus,
  2517. unlike the planning rules for speech, rules for voice\(hyband data may 
  2518. turn out to be modem\(hyspecific. 
  2519. .LP
  2520.     4)
  2521.      The type of data service may influence the extent to which certain kinds 
  2522. of data errors and, thus, certain impairments are important. 
  2523. Therefore the planning rules may be service\(hyspecific.
  2524. .LP
  2525.     5)
  2526.      Only an objective measurement method taking these first four points into 
  2527. account is likely to provide a successful basis for deriving useful planning 
  2528. rules. 
  2529. .LP
  2530.     6)
  2531.     Such a measurement method does not exist at present.
  2532. .bp
  2533. .PP
  2534. Therefore, until much more progress has been made in determining what impairments 
  2535. affect voice\(hyband data performance, how to measure these 
  2536. impairments, what levels of these impairments are important, and how the
  2537. differences in modem type, speed and other characteristics can be accounted
  2538. for, this Recommendation must be limited in its application to speech services 
  2539. only. 
  2540. .ce 1000
  2541. ANNEX\ A
  2542. .ce 0
  2543. .ce 1000
  2544. (to Recommendation G.113)
  2545. .sp 9p
  2546. .RT
  2547. .ce 0
  2548. .ce 1000
  2549. \fBInformation for planning purposes concerning 
  2550. \fBattenuation\fR 
  2551. \fBdistortion\fR 
  2552. .sp 1P
  2553. .RT
  2554. .ce 0
  2555. .ce 1000
  2556. \fBand group\(hydelay distortion introduced by circuits and exchanges in\fR 
  2557. .ce 0
  2558. .ce 1000
  2559. \fBthe switched telephone network\fR 
  2560. .ce 0
  2561. .PP
  2562. A.1
  2563. The information given in Tables A\(hy1/G.113 to A\(hy6/G.113 is
  2564. derived from measurements
  2565. .FS
  2566. Supplied by AT&T, Telecom Australia, Italy,
  2567. British Telecom, NTT and Switzerland.
  2568. .FE
  2569. on modern equipment. The
  2570. performance of actual connections in the switched telephone network can be
  2571. expected to be worse than would be calculated from the tabulated data because 
  2572. of: 
  2573. .sp 1P
  2574. .RT
  2575. .LP
  2576.     \(em
  2577.     mismatch and reflexion;
  2578. .LP
  2579.     \(em
  2580.     unloaded subscribers' lines;
  2581. .LP
  2582.     \(em
  2583.     loaded trunk\(hyjunctions with a low cutoff frequency;
  2584. .LP
  2585.     \(em
  2586.     older equipment.
  2587. .ce
  2588. \fBH.T. [T2.113]\fR 
  2589. .ce
  2590. TABLE\ A\(hy1/G.113
  2591. .ce
  2592. \fBTwo\(hywire local and primary exchanges\fR 
  2593. .ps 9
  2594. .vs 11
  2595. .nr VS 11
  2596. .nr PS 9
  2597. .TS
  2598. center box;
  2599. cw(36p) | cw(30p) sw(30p) | cw(30p) sw(30p) , ^  | c | c | ^ | ^ , ^  | c | c | c | c 
  2600. ^  | ^  | ^  | c | c.
  2601. Frequency  (Hz)    Attenuation distortion    Group\(hydelay distortion
  2602.     Mean  value    Standard  deviation
  2603.     (dB)    (dB)    Mean  value    Standard  deviation    (ms)    (ms)
  2604. _
  2605. .T&
  2606. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2607. \ 200    \ 1.69    1.20    0.56    0.07
  2608. .T&
  2609. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2610. \ 300    \ 0.63    0.81    0.28    0.05
  2611. .T&
  2612. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2613. \ 400    \ 0.30    0.43    0.23    0.05
  2614. .T&
  2615. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2616. \ 600    \ 0 |  \     0.28    0.11    0.03
  2617. .T&
  2618. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2619. \ 800    \ 0 |  \     0 |  \     0.05    0.02
  2620. .T&
  2621. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2622. 1000    \(em0.05    0.11    0.03    0.01
  2623. .T&
  2624. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2625. 2000    \(em0.04    0.35    0 |  \     0 |  \ 
  2626. .T&
  2627. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2628. 2400    \(em0.29    0.45    0 |  \     0 |  \ 
  2629. .T&
  2630. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2631. 2800    \(em0.45    0.50    0 |  \     0 |  \ 
  2632. .T&
  2633. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2634. 3000    \(em0.24    0.65    0 |  \     0 |  \ 
  2635. .T&
  2636. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2637. 3400    \(em0.29    0.63    0 |  \      {
  2638. 0 |  \ 
  2639. .TE
  2640. .LP
  2641. \fINote\fR
  2642. \ \(em\ The group\(hydelay distortion may be taken to be
  2643. with respect to about 2000\ Hz.
  2644. .nr PS 9
  2645. .RT
  2646. .ad r
  2647. \fBTABLE A\(hy1/G.113 [T2.113], p.\fR 
  2648. .sp 1P
  2649. .RT
  2650. .ad b
  2651. .RT
  2652. .LP
  2653. .bp
  2654. .ce
  2655. \fBH.T. [T3.113]\fR 
  2656. .ce
  2657. TABLE\ A\(hy2/G.113
  2658. .ce
  2659. \fBFour\(hywire exchanges\fR 
  2660. .ps 9
  2661. .vs 11
  2662. .nr VS 11
  2663. .nr PS 9
  2664. .TS
  2665. center box;
  2666. cw(36p) | cw(30p) sw(30p) | cw(30p) sw(30p) , ^  | c | c | ^ | ^ , ^  | c | c | c | c 
  2667. ^  | ^  | ^  | c | c.
  2668. Frequency  (Hz)    Attenuation distortion    Group\(hydelay distortion
  2669.     Mean  value    Standard  deviation
  2670.     (dB)    (dB)    Mean  value    Standard  deviation    (ms)    (ms)
  2671. _
  2672. .T&
  2673. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2674. \ 200    0.32    0.14    0.40    0.02
  2675. .T&
  2676. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2677. \ 300    0.16    0.28    0.14    0.02
  2678. .T&
  2679. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2680. \ 400    0.13    0.21    0.14    0.03
  2681. .T&
  2682. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2683. \ 600    0.02    0 |  \     0.07    0.02
  2684. .T&
  2685. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2686. \ 800    0 |  \     0 |  \     0.03    0.01
  2687. .T&
  2688. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2689. 1000    0 |  \     0 |  \     0.02    0.01
  2690. .T&
  2691. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2692. 2000    0.01    0.14    0 |  \     0 |  \ 
  2693. .T&
  2694. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2695. 2400    0.06    0.21    0 |  \     0 |  \ 
  2696. .T&
  2697. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2698. 2800    0.02    0.02    0 |  \     0 |  \ 
  2699. .T&
  2700. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2701. 3000    0.10    0.07    0 |  \     0 |  \ 
  2702. .T&
  2703. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2704. 3400    0.20    0.50    0 |  \      {
  2705. 0 |  \ 
  2706. .TE
  2707. .LP
  2708. \fINote\fR
  2709. \ \(em\ The group\(hydelay distortion may be taken to be
  2710. with respect to about 2000\ Hz.
  2711. .nr PS 9
  2712. .RT
  2713. .ad r
  2714. \fBTABLEAU A\(hy2/G.113 [T3.113], p. 11\fR 
  2715. .sp 1P
  2716. .RT
  2717. .ad b
  2718. .RT
  2719. .LP
  2720. .rs
  2721. .sp 23P
  2722. .ad r
  2723. Blanc
  2724. .ad b
  2725. .RT
  2726. .LP
  2727. .bp
  2728. .ce
  2729. \fBH.T. [T4.113]\fR 
  2730. .ce
  2731. TABLE\ A\(hy3/G.113
  2732. .ce
  2733. \fBTrunk junctions\fR 
  2734. .ps 9
  2735. .vs 11
  2736. .nr VS 11
  2737. .nr PS 9
  2738. .TS
  2739. center box;
  2740. cw(36p) | cw(30p) sw(30p) | cw(30p) sw(30p) , ^  | c | c | ^ | ^ , ^  | c | c | c | c 
  2741. ^  | ^  | ^  | c | c.
  2742. Frequency  (Hz)    Attenuation distortion    Group\(hydelay distortion
  2743.     Mean  value    Standard  deviation
  2744.     (dB)    (dB)    Mean  value    Standard  deviation    (ms)    (ms)
  2745. _
  2746. .T&
  2747. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2748. \ 200    \ 4.29    1.95    3.05    0.36
  2749. .T&
  2750. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2751. \ 300    \ 0.86    0.49    1.42    0.18
  2752. .T&
  2753. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2754. \ 400    \ 0.36    0.31    0.78    0.09
  2755. .T&
  2756. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2757. \ 600    \ 0.09    0.17    0.34    0.06
  2758. .T&
  2759. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2760. \ 800    \ 0 |  \     0.03    0.16    0.02
  2761. .T&
  2762. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2763. 1000    \(em0.03    0.04    0.08    0.02
  2764. .T&
  2765. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2766. 2000    \ 0.14    0.20    0.02    0.01
  2767. .T&
  2768. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2769. 2400    \ 0.33    0.29    0.06    0.03
  2770. .T&
  2771. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2772. 2800    \ 0.58    0.35    0.18    0.06
  2773. .T&
  2774. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2775. 3000    \ 0.88    0.55    0.31    0.11
  2776. .T&
  2777. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2778. 3400    \ 2.21    1.06    0.92    0.26
  2779. .TE
  2780. .LP
  2781. \fINote\ 1\fR
  2782. \ \(em\ The group\(hydelay distortion may be taken to be with respect to
  2783. about 1500\ Hz.
  2784. .LP
  2785. \fINote\ 2\fR
  2786. \ \(em\ The sample of trunk junctions included those on metallic lines,
  2787. FDM and PCM systems.
  2788. .LP
  2789. \fINote\ 3\fR
  2790. \ \(em\ PCM circuits may exhibit a somewhat lower attenuation
  2791. distortion at 2000\ Hz than that indicated above.
  2792. .LP
  2793. \fINote\ 4\fR
  2794. \ \(em\ The values for trunk junctions are inclusive of 2\(hywire/4\(hywire
  2795. terminations.
  2796. .nr PS 9
  2797. .RT
  2798. .ad r
  2799. \fBTABLEAU A\(hy3/G.113 [T4.113], p. 12\fR 
  2800. .sp 1P
  2801. .RT
  2802. .ad b
  2803. .RT
  2804. .LP
  2805. .rs
  2806. .sp 18P
  2807. .ad r
  2808. Blanc
  2809. .ad b
  2810. .RT
  2811. .LP
  2812. .bp
  2813. .ce
  2814. \fBH.T. [T5.113]\fR 
  2815. .ce
  2816. TABLE\ A\(hy4/G.113
  2817. .ce
  2818. \fBCircuits provided on a direct 12\(hychannel group\fR 
  2819. .ps 9
  2820. .vs 11
  2821. .nr VS 11
  2822. .nr PS 9
  2823. .TS
  2824. center box;
  2825. cw(36p) | cw(30p) sw(30p) | cw(30p) sw(30p) , ^  | c | c | ^ | ^ , ^  | c | c | c | c 
  2826. ^  | ^  | ^  | c | c.
  2827. Frequency  (Hz)    Attenuation distortion    Group\(hydelay distortion
  2828.     Mean  value    Standard  deviation
  2829.     (dB)    (dB)    Mean  value    Standard  deviation    (ms)    (ms)
  2830. _
  2831. .T&
  2832. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2833. \ 200    \ 1.56    0.92    5.42    0.22
  2834. .T&
  2835. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2836. \ 300    \ 0.39    0.43    2.97    0.35
  2837. .T&
  2838. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2839. \ 400    \ 0.11    0.30    1.45    0.22
  2840. .T&
  2841. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2842. \ 600    \ 0.05    0.18    0.76    0.10
  2843. .T&
  2844. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2845. \ 800    \ 0 |  \     0 |  \     0.44    0.05
  2846. .T&
  2847. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2848. 1000    \(em0.01    0.11    0.26    0.02
  2849. .T&
  2850. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2851. 2000    \(em0.03    0.19    0.01    0.01
  2852. .T&
  2853. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2854. 2400    \ 0.04    0.21    0.06    0.02
  2855. .T&
  2856. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2857. 2800    \ 0.13    0.33    0.21    0.04
  2858. .T&
  2859. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2860. 3000    \ 0.16    0.43    0.45    0.04
  2861. .T&
  2862. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2863. 3400    \ 1.03    0.56    1.97    0.20
  2864. .TE
  2865. .LP
  2866. \fINote\ 1\fR
  2867. \ \(em\ The group\(hydelay distortion may be taken to be with respect
  2868. to about 1800\ Hz.
  2869. .LP
  2870. \fINote\ 2\fR
  2871. \ \(em\ The data relates to 4 kHz channel translating equipment, the
  2872. principal source of distortion in telephone
  2873. circuits provided on direct
  2874. 12\(hychannel groups, i.e., circuits with only one circuit\(hysection.
  2875. .nr PS 9
  2876. .RT
  2877. .ad r
  2878. \fBTABLEAU A\(hy4/G.113 [T5.113], p. 13\fR 
  2879. .sp 1P
  2880. .RT
  2881. .ad b
  2882. .RT
  2883. .LP
  2884. .rs
  2885. .sp 20P
  2886. .ad r
  2887. Blanc
  2888. .ad b
  2889. .RT
  2890. .LP
  2891. .bp
  2892. .ce
  2893. \fBH.T. [T6.113]\fR 
  2894. .ce
  2895. TABLE\ A\(hy5/G.113
  2896. .ce
  2897. \fBCircuits provided on a direct 16\(hychannel group\fR 
  2898. .ps 9
  2899. .vs 11
  2900. .nr VS 11
  2901. .nr PS 9
  2902. .TS
  2903. center box;
  2904. cw(36p) | cw(30p) sw(30p) | cw(30p) sw(30p) , ^  | c | c | ^ | ^ , ^  | c | c | c | c 
  2905. ^  | ^  | ^  | c | c.
  2906. Frequency  (Hz)    Attenuation distortion    Group\(hydelay distortion
  2907.     Mean  value    Standard  deviation
  2908.     (dB)    (dB)    Mean  value    Standard  deviation    (ms)    (ms)
  2909. _
  2910. .T&
  2911. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2912. \ 200    \ 2.80    1.63    9.74    0.40
  2913. .T&
  2914. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2915. \ 300    \ 0.04    0.19    4.39    0.27
  2916. .T&
  2917. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2918. \ 400    \(em0.07    0.20    2.49    0.09
  2919. .T&
  2920. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2921. \ 600    \ 0.02    0.09    1.02    0.56
  2922. .T&
  2923. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2924. \ 800    \ 0 |  \     0 |  \     0.47    0.35
  2925. .T&
  2926. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2927. 1000    \ 0.09    0.08    0.19    0.28
  2928. .T&
  2929. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2930. 2000    \ 0.06    0.12    0.03    0.14
  2931. .T&
  2932. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2933. 2400    \ 0.03    0.14    0.36    0.31
  2934. .T&
  2935. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2936. 2800    \ 0.03    0.16    1.59    1.06
  2937. .T&
  2938. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2939. 3000    \(em0.01    0.28    4.29    0.38
  2940. .TE
  2941. .LP
  2942. \fINote\ 1\fR
  2943. \ \(em\ The group\(hydelay distortion may be taken to be with respect
  2944. to about 1200\ Hz.
  2945. .LP
  2946. \fINote\ 2\fR
  2947. \ \(em\ The data relates to 3\(hykHz FDM channel translating
  2948. equipment, the principal source of distortion in telephone circuits
  2949. provided on direct 16\(hychannel groups, i.e., circuits with only
  2950. one circuit\(hysection.
  2951. .nr PS 9
  2952. .RT
  2953. .ad r
  2954. \fBTABLEAU A\(hy5/G.113 [T6.113], p. 14\fR 
  2955. .sp 1P
  2956. .RT
  2957. .ad b
  2958. .RT
  2959. .LP
  2960. .rs
  2961. .sp 21P
  2962. .ad r
  2963. Blanc
  2964. .ad b
  2965. .RT
  2966. .LP
  2967. .bp
  2968. .ce
  2969. \fBH.T. [T7.113]\fR 
  2970. .ce
  2971. TABLE\ A\(hy6/G.113
  2972. .ce
  2973. \fBCircuits comprising three circuit\(hysections (4 kHz +\fR 
  2974. .ce
  2975. \fB3 kHz + 4 kHz)\fR 
  2976. .ps 9
  2977. .vs 11
  2978. .nr VS 11
  2979. .nr PS 9
  2980. .TS
  2981. center box;
  2982. cw(36p) | cw(30p) sw(30p) | cw(30p) sw(30p) , ^  | c | c | ^ | ^ , ^  | c | c | c | c 
  2983. ^  | ^  | ^  | c | c.
  2984. Frequency  (Hz)    Attenuation distortion    Group\(hydelay distortion
  2985.     Mean  value    Standard  deviation
  2986.     (dB)    (dB)    Mean  value    Standard  deviation    (ms)    (ms)
  2987. _
  2988. .T&
  2989. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2990. \ 200    5.92    2.09    20.58    0.51
  2991. .T&
  2992. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2993. \ 300    0.82    0.64    10.33    0.56
  2994. .T&
  2995. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2996. \ 400    0.15    0.47    \ 5.39    0.32
  2997. .T&
  2998. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  2999. \ 600    0.12    0.27    \ 2.54    0.58
  3000. .T&
  3001. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3002. \ 800    0 |  \     0 |  \     \ 1.35    0.36
  3003. .T&
  3004. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3005. 1000    0.07    0.17    \ 0.71    0.28
  3006. .T&
  3007. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3008. 2000    0 |  \     0.29    \ 0.05    0.14
  3009. .T&
  3010. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3011. 2400    0.11    0.33    \ 0.48    0.31
  3012. .T&
  3013. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3014. 2800    0.29    0.49    \ 2.01    1.06
  3015. .T&
  3016. cw(36p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3017. 3000    0.31    0.67    \ 5.19    0.38
  3018. .TE
  3019. .LP
  3020. \fINote\ 1\fR
  3021. \ \(em\ This table has been derived from Tables A\(hy4/G.113 and
  3022. A\(hy5/G.113, and relates to international circuits in which the
  3023. middle section is routed on
  3024. 3\(hykHz spaced channel equipment, e.g., a submarine circuit\(hysection.
  3025. .LP
  3026. \fINote\ 2\fR
  3027. \ \(em\ The group\(hydelay distortion may be taken to be with respect
  3028. to about 1400\ Hz.
  3029. .nr PS 9
  3030. .RT
  3031. .ad r
  3032. \fBTABLEAU A\(hy6/G.113 [T7.113], p. 15\fR 
  3033. .sp 1P
  3034. .RT
  3035. .ad b
  3036. .RT
  3037. .LP
  3038. .sp 5
  3039. .PP
  3040. A.2
  3041. The reference frequency for attenuation distortion is 800 Hz. The
  3042. reference frequency for group\(hydelay distortion (i.e.\ the frequency 
  3043. at which the group delay is a minimum) has been estimated in each case. 
  3044. .PP
  3045. A.3
  3046. In the results for circuits no allowance has been made for line
  3047. signalling terminations although in some cases these distortions are included 
  3048. in the data for exchanges. 
  3049. .sp 2P
  3050. .LP
  3051.     \fBReferences\fR 
  3052. .sp 1P
  3053. .RT
  3054. .LP
  3055. [1]
  3056.     CCITT Recommendation \fIEffect of transmission impairments\fR , Vol. V,
  3057. Rec.\ P.11 and Annexes.
  3058. .LP
  3059. [2]
  3060.      CCITT Recommendation \fIPulse code modulation (PCM) of voice frequencies\fR 
  3061. , Vol.\ III, Rec.\ G.711. 
  3062. .LP
  3063. .rs
  3064. .sp 4P
  3065. .ad r
  3066. Blanc
  3067. .ad b
  3068. .RT
  3069. .LP
  3070. .bp
  3071. .ce 1000
  3072. ANNEX\ B
  3073. .ce 0
  3074. .ce 1000
  3075. \fI(to Recommendation G.113)\fR 
  3076. .sp 9p
  3077. .RT
  3078. .ce 0
  3079. .ce 1000
  3080. \fBEffect of \fR \fBtransmission impairments on voiceband data\fR 
  3081. .sp 1P
  3082. .RT
  3083. .ce 0
  3084. .sp 1P
  3085. .ce 1000
  3086. (from AT&T)
  3087. .sp 9p
  3088. .RT
  3089. .ce 0
  3090. .sp 1P
  3091. .LP
  3092. B.1
  3093.     \fIIntroduction\fR 
  3094. .sp 1P
  3095. .RT
  3096. .PP
  3097. The present transmission plan for international connections
  3098. provides guidance for the control of transmission performance, primarily to
  3099. permit satisfactory transmission of speech signals. The significant impairments 
  3100. and their effect on speech signals are described in Recommendation\ P.11. 
  3101. These impairments include loudness loss, circuit noise, sidetone loudness 
  3102. loss, room noise, attenuation distortion, talker echo, listener echo, quantizing 
  3103. distortion and phase jitter. Other Recommendations involving data performance 
  3104. on leased circuits include H.12, M.1020 and\ M.1025. 
  3105. .PP
  3106. The use of international connections for the transmission of
  3107. non\(hyspeech signals such as voiceband data creates the need for increasing 
  3108. the scope of the transmission plan to include guidance on the control of 
  3109. additional impairments. The significant impairments for voiceband data 
  3110. include impulse 
  3111. noise, envelope delay distortion, phase jitter, non\(hylinear distortion,
  3112. tone\(hyto\(hynoise ratio, frequency shift, gain transients and phase transients. 
  3113. The following sections provide information on these impairments based on 
  3114. AT&T's 
  3115. experience. All the parameter values quoted are illustrative minimum end\(hyto\(hyend 
  3116. performance objectives of the \fIpre\(hydivested\fR AT&T public switched 
  3117. network. 
  3118. Typical values obtained on the network are much better than the minimum
  3119. objectives. These minimum values are considered to be consistent with
  3120. satisfactory modem performance at speeds up to 4.8\ kbit/s. More stringent
  3121. minimum objectives are considered necessary for satisfactory performance at
  3122. higher speeds such as 9.6\ kbit/s. The parameter values shown are for
  3123. illustration only and do not represent a proposed Recommendation.
  3124. .RT
  3125. .sp 1P
  3126. .LP
  3127. B.2
  3128.     \fIImpulse noise\fR 
  3129. .sp 9p
  3130. .RT
  3131. .PP
  3132. Impulse noise is defined as any excursion of the noise waveform on a channel 
  3133. which exceeds a specified level threshold. Impulse noise is evaluated on 
  3134. channels by couting the number of excursions during a predetermined time 
  3135. interval. In order to minimize contributions due to thermal noise, the 
  3136. minimum threshold is normally set 12 to 18\ dB above the r.m.s. value of 
  3137. the noise. The impulse noise level is designated to be that threshold at 
  3138. which the average 
  3139. counting rate is equal to one per minute.
  3140. .PP
  3141. The measuring instruments used to count noise impulses may employ
  3142. either electromechanical or electronic counters. In some sets, the maximum
  3143. counting rate is controlled to be seven per second.
  3144. .PP
  3145. The contribution of impulse noise to error rate becomes significant
  3146. when the noise peaks reach a level 3 to 12\ dB below the r.m.s. data signal
  3147. level depending upon: the type of modulation used by the data modems, the 
  3148. speed of transmission in bits per second, and the magnitudes of other transmission 
  3149. impairments on the channel. The minimum impulse noise objective is that 
  3150. no more than 15\ counts in 15\ minutes are to be tallied at a level above 
  3151. threshold which is 6\ dB below the received data level. Control is exercise 
  3152. through engineering rules and limits on measured impulse noise levels. 
  3153. .PP
  3154. Since most impulse noise originates as transients from the operation of 
  3155. relays and other switching equipment, engineering rules and mitigative 
  3156. measures are aimed at shielding low\(hylevel carrier signals from the radiation
  3157. associated with these transients.
  3158. .RT
  3159. .sp 1P
  3160. .LP
  3161. B.3
  3162.     \fIEnvelope delay (group delay)\fR 
  3163. .sp 9p
  3164. .RT
  3165. .PP
  3166. Envelope delay is defined as the derivative with respect to
  3167. frequency of the phase characteristic of the channel. Measuring this derivative 
  3168. is impractical, so it is approximated by a difference measurement. There 
  3169. are 
  3170. numerous envelope delay measuring sets in use employing various frequency
  3171. widths for this difference measurement. The AT&T standard is 166\(hy2/3\ Hz. In
  3172. test results, these differences show up as varying resolution of ripples 
  3173. in the envelope delay characteristic. Narrow frequency widths yield higher 
  3174. resolution but reduced accuracy. 
  3175. .bp
  3176. .PP
  3177. The frequency of minimum envelope delay in telecommunication channels is 
  3178. usually in the vicinity of 1800\ Hz. Therefore, envelope delay measurements 
  3179. are usually normalized to zero at 1800\ Hz. Departure from zero at other 
  3180. frequencies is referred to as envelope delay distortion. Envelope delay
  3181. distortion gives rise to intersymbol interference in data transmission which
  3182. causes errors and increased sensitivity to background noise.
  3183. .PP
  3184. In the network, envelope delay is controlled primarily in the design of 
  3185. channel bank filters and other apparatus. Typical minimum objectives for 
  3186. envelope delay distortion are 800\ \(*msec maximum in the band from 1004 
  3187. to 2404\ Hz and 2600\ \(*msec maximum in the band\ 604 to 2804\ Hz. 
  3188. .RT
  3189. .sp 1P
  3190. .LP
  3191. B.4
  3192.     \fIPhase jitter\fR 
  3193. .sp 9p
  3194. .RT
  3195. .PP
  3196. Phase jitter is defined as unwanted angular modulation of a
  3197. transmitted signal. Its most commonly observed property is that it perturbs 
  3198. the zero crossings of a signal. Since noise also perturbs the zero crossings 
  3199. of a signal, it usually causes readings on a phase jitter measuring set 
  3200. even though no incidental modulation may be present. 
  3201. .PP
  3202. Phase jitter impairs data transmission by reducing data receiver
  3203. margin to other impairments. Phase jitter is controlled by the design of
  3204. transmission equipment. Although specific sources of phase jitter, such as
  3205. primary carrier frequency supplies, have been located in the field, the
  3206. corrective techniques have usually required design changes in specific
  3207. equipment. The end\(hyto\(hyend minimum objective for phase jitter is 10\ 
  3208. degress 
  3209. peak\(hyto\(hypeak for the frequency band of 20 to 300\ Hz and 15\ degrees 
  3210. peak\(hyto\(hypeak for the band of 4 to 300\ Hz. 
  3211. .RT
  3212. .sp 1P
  3213. .LP
  3214. B.5
  3215.     \fINon\(hylinear distortion\fR 
  3216. .sp 9p
  3217. .RT
  3218. .PP
  3219. Non\(hylinear elements in transmission equipment give rise to harmonic 
  3220. and intermodulation distortion which are more generally referred to as 
  3221. non\(hylinear distortion. Non\(hylinear distortion measurements are made 
  3222. usually in terms of intermodulation distortion measurements. 
  3223. .PP
  3224. Non\(hylinear distortion can be broadly defined as the generation of
  3225. signal components from the transmitted signal that add to the transmitted
  3226. signal usually in an undesired manner. The non\(hylinear distortion of concern
  3227. here is that found within an individual voice channel. It should not be
  3228. confused with the intermodulation noise caused by non\(hylinearities in the
  3229. multiplex equipment and line amplifiers of a frequency division multiplex
  3230. system. Although these non\(hylinearities can contribute to the non\(hylinear
  3231. distortion at voice frequencies, their contribution is usually negligible.
  3232. .PP
  3233. Non\(hylinear distortion is commonly measured and identified by the
  3234. effect it has on certain signals. For example, if the signal is a tone 
  3235. having frequency\ \fIA\fR , the non\(hylinear distortion appears as harmonics 
  3236. of the input, 
  3237. i.e.\ it appears as tones at 2\fIA\fR , 3\fIA\fR ,\ etc. Since most of 
  3238. the distortion 
  3239. product energy usually occurs as the second and third harmonics, distortion
  3240. .PP
  3241. is often quantified by measuring the power of each of these harmonics and is
  3242. called second and third harmonic distortion. If the amount of non\(hylinear
  3243. distortion is measured by the power sum of all the harmonics, the result is
  3244. called total harmonic distortion. These distortion powers are not meaningful
  3245. unless the power of the wanted signal (the fundamental) is known, so
  3246. measurements are usually referred to the power of the fundamental and termed
  3247. second, third, or total harmonic distortion.
  3248. .PP
  3249. Historically, two different methods of measuring non\(hylinear distortion 
  3250. on voiceband channels have been used: the signal\(hytone method and the 
  3251. 4\(hytone 
  3252. method. However, the single\(hytone method is no longer used.
  3253. .PP
  3254. For the 4\(hytone method, four equal level tones are transmitted as two 
  3255. sets of tones at a composite signal power of data level (\(em13\ dBm0). 
  3256. One set 
  3257. consists of tones at 856 and 863\ Hz (a 7\(hyHz spacing). A second set uses
  3258. frequencies of 1374 and 1385\ Hz (an 11\(hyHz spacing). The frequency spacing
  3259. within each set of tones is not critical but should be different for each 
  3260. set. Let these four tones be called \fIA\fR\d1\u, \fIA\fR\d2\u, \fIB\fR\d1\u, 
  3261. and\ \fIB\fR\d2\u. The 
  3262. second order products (\fIA\fR \ +\ \fIB\fR ) fall at \fIA\fR\d1\u\ +\ 
  3263. \fIB\fR\d1\u, 
  3264. \fIA\fR\d1\u\ +\ \fIB\fR\d2\u,
  3265. \fIA\fR\d2\u\ +\ \fIB\fR\d1\uand \fIA\fR\d2\u\ +\ \fIB\fR\d2\u. If the 
  3266. spacing between \fIA\fR\d1\uand 
  3267. \fIA\fR\d2\uis the same as that between \fIB\fR\d1\uand \fIB\fR\d2\uthen
  3268. \fIA\fR\d1\u\ +\ \fIB\fR\d2\u\ =\ \fIA\fR\d2\u\ +\ \fIB\fR\d1\uand these 
  3269. two components will add on a 
  3270. voltage basis and give an erroneous reading.
  3271. .bp
  3272. .PP
  3273. The third order products (2\fIB\fR \ \(em\ \fIA\fR ) fall at 2\fIB\fR\d1\u\ 
  3274. \(em\ \fIA\fR\d1\u, 
  3275. 2\fIB\fR\d1\u\ \(em\ \fIA\fR\d2\u, 2\fIB\fR\d2\u\ \(em\ \fIA\fR\d1\u, 2\fIB\fR\d2\u\ 
  3276. \(em\ \fIA\fR\d2\u, 
  3277. \fIB\fR\d1\u\ +\ \fIB\fR\d2\u\ \(em\ \fIA\fR\d1\uand \fIB\fR\d1\u\ +\ \fIB\fR\d2\u\ 
  3278. \(em\ \fIA\fR\d2\u. The receiver uses 50\(hyHz wide filters to select the 
  3279. \fIA\fR \ +\ \fIB\fR , \fIB\fR \ \(em\ \fIA\fR , and 2\fIB\fR \ \(em\ \fIA\fR 
  3280. products. \fIR\fR\d2\uis the ratio of the power of the received composite 
  3281. fundamentals to the power average of the 
  3282. \fIA\fR \ +\ \fIB\fR and \fIB\fR \ \(em\ \fIA\fR products. \fIR\fR\d3\uis 
  3283. the ratio of received composite 
  3284. fundamentals to the 2\fIB\fR \ \(em\ \fIA\fR products.
  3285. .PP
  3286. An advantage of the 4\(hytone method, the method currently used in AT&T, 
  3287. is that the 4\(hytone test signal has an amplitude density function quite 
  3288. similar to that of a data signal. However, because of the relatively wide 
  3289. (50\ Hz) 
  3290. passband of the receiver filters, the measurements with the 4\(hytone method 
  3291. are more affected by circuit noise. 
  3292. .PP
  3293. The intermodulation products arising from non\(hylinear distortion add 
  3294. to the wanted signal and interfere with it much as noise does. The intermodulation 
  3295. products are more damaging than noise, however, and the ratio of fundamental 
  3296. to second\(hy or third\(hyorder products should be in the range of 25 to 
  3297. 38\ dB, 
  3298. depending upon the type of data transmission, for satisfactory operation.
  3299. .PP
  3300. Non\(hylinear distortion is controlled primarily in the design of
  3301. equipment. However, such things as aging vacuum tubes in older equipment and
  3302. poor alignment of PCM channel banks can cause this distortion to increase 
  3303. over its design limits. The overall customer\(hyto\(hycustomer minimum 
  3304. objective for 
  3305. non\(hylinear distortion using the 4\(hytone method of measurement is 27\ 
  3306. dB minimum for \fIR\fR\d2\uand 32\ dB minimum for \fIR\fR\d3\u. 
  3307. .RT
  3308. .sp 1P
  3309. .LP
  3310. B.6
  3311.     \fITone\(hyto\(hynoise ratio\fR 
  3312. .sp 9p
  3313. .RT
  3314. .PP
  3315. For voice transmission, the noise that is heard during the quiet
  3316. intervals of speech is most important and this is what the standard message
  3317. circuit noise measurement evaluates. For data transmission, the noise on the
  3318. channel during active transmission and corresponding signal\(hyto\(hynoise 
  3319. ratio is important. In systems using compandors or quantizers, the noise 
  3320. increases 
  3321. during active transmission. In order to measure this noise, a \(em16, \(em13, 
  3322. or 
  3323. \(em10\ dBm0 tone is transmitted from the far end of the channel under test and
  3324. then filtered out ahead of the noise measuring set. The filter used to 
  3325. remove the tone is a narrow notch filter centered at the frequency of the 
  3326. tone. This type of measurement is also referred to as noise\(hywith\(hytone. 
  3327. Test equipment is now available which uses 1004\ Hz as the tone for this 
  3328. measurement. 
  3329. .PP
  3330. Noise, of course, can cause errors in data transmission and a tone
  3331. signal\(hyto\(hynoise ratio objective of at least 24\ dB should be maintained 
  3332. for 
  3333. satisfactory performance. Noise is controlled in the design of transmission
  3334. equipment, in the engineering of transmission systems (by such factors as
  3335. repeater spacing), and in the maintenance of these systems.
  3336. .RT
  3337. .sp 1P
  3338. .LP
  3339. B.7
  3340.     \fIFrequency shift\fR 
  3341. .sp 9p
  3342. .RT
  3343. .PP
  3344. When a tone experiences a change in frequency as it is transmitted over 
  3345. a channel, the channel is said to have frequency shift or offset. 
  3346. Frequency shift can be measured by using frequency counters at both ends 
  3347. of a channel. When the input frequency differs from the output frequency, 
  3348. the 
  3349. difference is the frequency shift on the channel.
  3350. .PP
  3351. In modem telecommunication equipment, the frequency shift, if any at all, 
  3352. is usually on the order of 1\ Hz or less. Some older carrier systems may 
  3353. have substantial amounts of offset, e.g.\ 15 to 20\ Hz.
  3354. .PP
  3355. Frequency shift is important in systems which use narrowband receiving 
  3356. filters such as telegraph multiplexers and remote meter reading equipment. 
  3357. When systems using these types of transmission experience frequency shift, 
  3358. the 
  3359. received signals fall outside the bandwidth of the filters. Frequency shift 
  3360. can occur on facilities which use single sideband suppressed carrier transmission. 
  3361. Within AT&T, frequency shift is controlled by means of the frequency 
  3362. synchronization network. The minimum objective for frequency shift is
  3363. \(+- | \ Hz.
  3364. .RT
  3365. .sp 1P
  3366. .LP
  3367. B.8
  3368.     \fIGain and phase transients\fR 
  3369. .sp 9p
  3370. .RT
  3371. .PP
  3372. Gain and phase changes that occur very rapidly may be encountered on telecommunication 
  3373. channels. Some of the more common causes of these 
  3374. phenomena are automatic switching to standby facilities or carrier supplies,
  3375. patching out working facilities to perform routine maintenance, fades or 
  3376. path changes in microwave facilities, and noise transients coupled into 
  3377. carrier 
  3378. frequency sources. The channel gain and phase (or frequency) shift may 
  3379. return to its original value in a short time or remain at the new values 
  3380. indefinitely.
  3381. .bp
  3382. .PP
  3383. Gain changes are typically detected by changes in an automatic gain
  3384. control circuit and phase changes by means of a phase locked loop. In order 
  3385. to provide protection against the test set detectors falsely operating 
  3386. on peaks of uncorrelated noise (impulse noise), a guard interval of 4\ 
  3387. ms is designed into the gain or phase peak indicating instrument. Unfortunately, 
  3388. such a guard 
  3389. interval will also effectively make out true phase hits shorter than 4\ 
  3390. ms that are not also accompanied by a peak amplitude excursion. The risk 
  3391. is considered justified at this time when one compares the known relative 
  3392. frequencies of 
  3393. occurrence of phase jumps to those of impulse noise.
  3394. .PP
  3395. Instrument used to measure 
  3396. gain and phase hits
  3397. , as the rapid gain and phase changes are usually called, do so by monitoring 
  3398. the magnitude 
  3399. and phase of a sinusoidal tone. Hits are recorded and accumulated on counters 
  3400. with adjustable threshold levels. Gain hit counters typically accumulate 
  3401. events exceeding thresholds of 2, 3, 4 and 6\ dB although they do not distinguish 
  3402. an 
  3403. increase from a decrease of magnitude. Similarly, phase hit counters accumulate 
  3404. changes at thresholds from 5 to 45\ degrees in 5\(hydegree steps. They 
  3405. respond to any hits equal to or in excess of the selected threshold. A 
  3406. switch which 
  3407. removes the impulse noise blanking feature under the user's discretion 
  3408. may be desirable when impulse phase hit activity is suspected. The wide 
  3409. variety in hit waveforms, the effect of noise on measurements, and the 
  3410. allowable tolerances in thresholds and measurement circuitry, will generally 
  3411. contribute to different 
  3412. hit counts even on instruments of identical design. This variability will 
  3413. lead to some confusing among those testing with hit counters of different 
  3414. manufacturers. An alternative specification of the entire hit counting
  3415. circuitry is under further investigation by the Institute of Electrical and
  3416. Electronic Engineers.
  3417. .PP
  3418. Gain hits begin to cause errors in high\(hyspeed data transmission when 
  3419. their magnitude is on the order of 2 to 3\ dB. Phase hits begin to cause 
  3420. errors when their magnitude is about 20 to 25\ degrees. The end\(hyto\(hyend 
  3421. minimum 
  3422. objective for gain hits is to have no more than eight gain hits exceeding 
  3423. 3\ dB in 15\ minutes; the minimum objective for phase hits is to have no 
  3424. more than 
  3425. eight phase hits in 15\ minutes at a threshold of 20\ degrees. A 
  3426. dropout
  3427. is defined as a decrease in level greater than or equal to 12\ dB lasting at
  3428. least 4\ ms. The minimum objective for dropouts is to have no more than two
  3429. dropouts per hour.
  3430. \v'6p'
  3431. .RT
  3432. .ce 1000
  3433. ANNEX\ C
  3434. .ce 0
  3435. .ce 1000
  3436. (to Recommendation G.113)
  3437. .sp 9p
  3438. .RT
  3439. .ce 0
  3440. .ce 1000
  3441. \fBAdaptive differential pulse code modulation (ADPCM)\fR 
  3442. .sp 1P
  3443. .RT
  3444. .ce 0
  3445. .ce 1000
  3446. \fBperformance impact on voiceband data\fR 
  3447. .ce 0
  3448. .sp 1P
  3449. .ce 1000
  3450. (From AT&T)
  3451. .sp 9p
  3452. .RT
  3453. .ce 0
  3454. .sp 1P
  3455. .ce 1000
  3456. (According to G.721)
  3457. .ce 0
  3458. .sp 1P
  3459. .LP
  3460.     \fIAbstract\fR 
  3461. .sp 1P
  3462. .RT
  3463. .PP
  3464. This Annex is mainly based on an AT&T Bell Laboratories paper given at 
  3465. the \*QIEEE Global Telecommunications Conference\*U 2\(hy5\ December,\ 
  3466. 1985. It is 
  3467. provided to support Recommendation\ G.113 as applied to voiceband data
  3468. performance. The results indicate that, assigning a data qdu value to equipment 
  3469. using 32\ kbit/s ADPCM (Recommendation\ G.721) would be a difficult task 
  3470. since 
  3471. the performance is strongly dependent on the modem speed and type.
  3472. .PP
  3473. The Annex reports on the results of a collection of empirical tests of 
  3474. high speed voiceband data modem error performance through channels containing 
  3475. asynchronously tandemed 32\ kbit/s ADPCM (Recommendation\ G.721) systems 
  3476. interspersed with simulated analogue impairments. A representative sample of
  3477. 4.8\ kbit/s transmision, and two 9.6\ kbit/s devices were tested: an experimental 
  3478. design of the CCITT\ V.32 standard operating at 9.6\ kbit/s for a full 
  3479. duplex 
  3480. modem, and another currently available 9.6\ kbit/s product (similar to a
  3481. V.29\ modem). The results of the testing indicate that 4.8\ kbit/s voiceband 
  3482. data transmission will perform adequately through asynchronous tandemed 
  3483. ADPCM 
  3484. systems, but that 9.6\ kbit/s transmission is limited and, with certain 
  3485. modems, unacceptable under the same conditions. 
  3486. .bp
  3487. .RT
  3488. .sp 1P
  3489. .LP
  3490. C.1
  3491.     \fIIntroduction\fR 
  3492. .sp 9p
  3493. .RT
  3494. .PP
  3495. It is possible to use adaptive differential pulse code modulation (ADPCM) 
  3496. at bit rates lower than 64\ kbit/s per channel with, in many cases, 
  3497. less than proportional decrease in analogue transmission performance.
  3498. Therefore, the use of a 32\ kbit/s ADPCM algorithm on voice grade channels 
  3499. would essentially double the channel capacity of the associated facilities. 
  3500. .PP
  3501. With the potential economic benefit due to increased capacity also
  3502. comes the expectation of ensuing degradation of individual channel performance. 
  3503. Our results show that high speed voiceband data (e.g.\ 4.8\ kbit/s or greater) 
  3504. would incur significant performance penalties with this new technology in
  3505. place.
  3506. .PP
  3507. In this Annex we report on the results of a collection of empirical
  3508. tests of high speed voiceband data modem error performance through channels
  3509. containing concatenated CCITT\ Standard\ 32\ kbit/s ADPCM (Recommendation\ 
  3510. G.721) systems\ [1] interspersed with simulated analogue impairments. The 
  3511. channel 
  3512. configurations are designed to be representative of actual topologies possible 
  3513. on the public switched network with ADPCM systems in place. Asynchronously 
  3514. tandemed
  3515. .FS
  3516. Asynchronous tandeming takes place when a previously ADPCM coded signal 
  3517. is decoded to its analogue version and then recoded in a subsequent 
  3518. ADPCM system.
  3519. .FE
  3520. ADPCM hardware contained in these test channels range in
  3521. number from zero to seven while the interspersed analogue impairments are
  3522. obtained by allocating parameters from impairment distributions measured 
  3523. in the end office connections study (EOCS)\ [2], loop studying\ 1970\ [3], 
  3524. and 1980\ Loop Surveys. We also tested performance using connections with 
  3525. asynchronously 
  3526. .PP
  3527. tandemed 64\ kbit/s PCM systems, implemented in D4\ channel banks, to compare
  3528. with ADPCM configurations that showed particularly poor performance, so 
  3529. that it could be determined whether the ADPCM algorithm or simply the PCM 
  3530. coding was at root. 
  3531. .PP
  3532. Modems used for the testing were of the high speed type. We tested a representative 
  3533. sample of 4.8\ kbit/s transmission (V.29\ type), and two 
  3534. 9.6\ kbit/s modems: an experimental design of the V.32\ modem standard 
  3535. for a full duplex modem, and another currently available device (V.29\ 
  3536. type). All of these devices are 2\(hy2\ wire modems which are, or will 
  3537. be, marketed for use on the 
  3538. public switched network.
  3539. .PP
  3540. The results of our testing indicate that 4.8 kbit/s voiceband data
  3541. transmission will perform adequately through multiple asynchronous tandeming 
  3542. of ADPCM systems, but that, 9.6\ kbit/s transmission is limited and, with 
  3543. certain modems, unacceptable under the same configurations. 
  3544. .RT
  3545. .sp 1P
  3546. .LP
  3547. C.2
  3548.     \fITest condition architecture\fR 
  3549. .sp 9p
  3550. .RT
  3551. .PP
  3552. It is known that ADPCM algorithm precision is to a great extent
  3553. dependent on the nature of the signal which is to be encoded and transmitted. 
  3554. Signals with little or no stochastic components, such as pure tones, traverse 
  3555. these systems very well, with little or no distortion. On the other hand, 
  3556. high 
  3557. .PP
  3558. speed voiceband data signals which inherently have a large stochastic component 
  3559. and substantial bandwidth are significantly affected by ADPCM coding. Due 
  3560. to 
  3561. this, our test condition architecture examines these high speed modem types. 
  3562. We have furthermore tried to efficiently limit the quantity of testing 
  3563. required by using a universal architecture template for all our studies. 
  3564. .RT
  3565. .sp 1P
  3566. .LP
  3567. C.2.1
  3568.     \fI4.8 kbit/s half\(hyduplex\fR 
  3569. .sp 9p
  3570. .RT
  3571. .PP
  3572. Figure C\(hy1/G.113 shows the test configuration architecture for
  3573. 4.8\ kbit/s half\(hyduplex testing. The configuration is shown terminated 
  3574. on both ends with modems. The sequence of additional apparatus on the chart 
  3575. begins from the left with simulated analog impairments (AL1) representative 
  3576. of analog 
  3577. loop and access trunk (AT). Then the long haul segment consists of an ADPCM
  3578. system, one 500\ mile equivalent L\(hycarrier analog link (AL2) followed by
  3579. from\ 1 to 6\ ADPCM's respectively. This structure is representative of an
  3580. interexchange portion consisting of multiple links and models the segment 
  3581. as if all analog impairments occur early in the segment. Although this 
  3582. placement of the analog impairments is somewhat conservative, it is conterbalanced 
  3583. by the 
  3584. fact that the impairments are those of a single L\(hycarrier link and is a good
  3585. approximation of reality given the constraint of using a single impairment
  3586. simulator for the long haul part. Finally egress to the receiver proceeds
  3587. .PP
  3588. through another analog impairment simulator (AL3) representative of analog
  3589. trunk and loop. Interpersing analog impairments with ADPCMs in this manner
  3590. for the connection is more representative of actual network topologies and
  3591. applications than simply lumping all analog impairments in one place.
  3592. .RT
  3593. .LP
  3594. .sp 1
  3595. .bp
  3596. .LP
  3597. .rs
  3598. .sp 16P
  3599. .ad r
  3600. \fBFigure C\(hy1/G.113, p.\fR 
  3601. .sp 1P
  3602. .RT
  3603. .ad b
  3604. .RT
  3605. .PP
  3606. It is clearly necessary to determine, for this configuration, the type 
  3607. and actual values of the analogue impairments to be dialed into 
  3608. simulators\ AL1, AL2 and\ AL3. Using a network performance modeling tool the
  3609. results of the end office connections study (EOCS), and the assumption 
  3610. that high speed data customers connect to the network via data jacks, we 
  3611. derived the end\(hyto\(hyend mean (M) and 85th\ percent conditions of the 
  3612. major subset of 
  3613. impairments for switched network channels. Note that although we refer 
  3614. to the channel with each impairment at the 85\ percent level as the 85th\ 
  3615. percentile 
  3616. channel, in fact it is somewhat worse because all impairments at 85% in one
  3617. channel simultaneously would actually appear less than 15% of the time.
  3618. Nevertheless, we then allocated these end\(hyto\(hyend values to the analogue
  3619. impairment simulators. The results of this allocation, the impairment types,
  3620. .LP
  3621. and the end\(hyto\(hyend values are shown in Table\ C\(hy1/G.113. The values 
  3622. designated are allocated from the end\(hyto\(hyend mean (M), while the 
  3623. values designated\ \*Q85\*U 
  3624. are allocated from the 85% end\(hyto\(hyend impairment values. The discussion 
  3625. of 
  3626. Figure\ C\(hy1/G.113 can now be completed by describing the various values of
  3627. analogue impairments as well as type and number of digital equipment present. 
  3628. The first configuration shows no ADPCMs but contains the allocated impairments 
  3629. from the 85th\ percent channel. Next, for additional reference, we tested 
  3630. six 
  3631. channels containing from\ 2 to 7\ ADPCMs only, with no analogue impairments.
  3632. Another six channels were to be tested as necessary with only PCM devices
  3633. asynchronously tandemed, if and only if the previous corresponding ADPCM 
  3634. tests showed poor performance. Finally, the important tests with both analog 
  3635. impairments allocated to the simulators from the mean (\(*m) and 85th\ percent
  3636. channel with from\ 2 to 7\ ADPCMs (or PCMs as necessary) were performed.
  3637. .RT
  3638. .sp 1P
  3639. .LP
  3640. C.2.2
  3641.     \fI9.6 kbit/s full and half\(hyduplex\fR 
  3642. .sp 9p
  3643. .RT
  3644. .PP
  3645. Here the test configuration architecture template is shown with a chart 
  3646. in Figure\ C\(hy2/G.113. An experimental implementation of the V.32\ modem 
  3647. standard for a 9.6\ kbit/s full\(hyduplex modem was tested under identical 
  3648. values of analogue impairments as those used for the 4.8\ kbit/s modem. 
  3649. Although the 
  3650. channel segments have the same representation in the template, we only 
  3651. tested from\ 1 to 3\ ADPCMs in the long haul segment. The simulated full\(hyduplex 
  3652. operation was tested with the opposite channel excited with data, a
  3653. signal\(hyto\(hylistener echo ratio of 12\ dB, and a listener echo delay 
  3654. of 25\ ms, in line with tests previously reported to Study Group\ XVIII\ 
  3655. [4]. For these tests Table\ C\(hy1/G.113 again has the relevant values 
  3656. for the analogue impairment 
  3657. simulators.
  3658. .PP
  3659. Also shown are three tests of another 9.6 kbit/s half\(hyduplex modem
  3660. with ADPCMs only. This modem is specifically designed for use on the public
  3661. switched network and represents expected performance of the most currently
  3662. available 9.6\ kbit/s technology.
  3663. .bp
  3664. .RT
  3665. .ce
  3666. \fBH.T. [T9.113]\fR 
  3667. .ce
  3668. TABLE\ C\(hy1/G.113
  3669. .ce
  3670. \fBEOCS derived test conditions\fR 
  3671. .ps 9
  3672. .vs 11
  3673. .nr VS 11
  3674. .nr PS 9
  3675. .TS
  3676. center box;
  3677. lw(72p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3678.     AL1    AL2    AL3    E\(hyE
  3679. _
  3680. .T&
  3681. lw(72p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3682. Impairment    \(*m/85    \(*m/85    \(*m/85    M/85
  3683. _
  3684. .T&
  3685. lw(72p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3686. Loss (dB)    11.0/11.4    1.1/1.7    11.0/11.4    23.0/24.5
  3687. _
  3688. .T&
  3689. lw(72p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3690. C\(hynotch noise (dBmC)    32.0/35.6    37.5/38.5    24.0/27.6    29.4/31.0
  3691. _
  3692. .T&
  3693. lw(72p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3694. Slope (dB)    1.5/3.0    0.0/0.2    1.5/3.0    2.9/6.1
  3695. _
  3696. .T&
  3697. lw(72p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3698. Env. delay distortion (\(*ms)    226/388    632/755    226/388    1084/1535
  3699. _
  3700. .T&
  3701. lw(72p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3702. 2nd intermod. (dB)    66.0/50.2    58.4/53.8    66.0/50.2    52.7/46.3
  3703. _
  3704. .T&
  3705. lw(72p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3706. 3rd intermod. (dB)    74.0/53.0    56.9/50.3    74.0/53.0    51.7/44.3
  3707. _
  3708. .T&
  3709. lw(72p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3710. Phase jitter (p\(hyp)    0.5/0.7    1.9/3.7    0.5/0.7    3.5/5.1
  3711. _
  3712. .T&
  3713. lw(72p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3714. Level (dBm)                \(em27.0/28.5
  3715. _
  3716. .T&
  3717. lw(72p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) | cw(30p) .
  3718. S/N (dB)                31.6/28.5
  3719. _
  3720. .TE
  3721. .nr PS 9
  3722. .RT
  3723. .ad r
  3724. \fBTable C\(hy1/G.113 [T9.113], p.\fR 
  3725. .sp 1P
  3726. .RT
  3727. .ad b
  3728. .RT
  3729. .LP
  3730. .sp 4
  3731. .rs
  3732. .sp 16P
  3733. .ad r
  3734. \fBFigure C\(hy2/G.113, p.\fR 
  3735. .sp 1P
  3736. .RT
  3737. .ad b
  3738. .RT
  3739. .LP
  3740. .bp
  3741. .sp 1P
  3742. .LP
  3743. C.2.3
  3744.     \fI4.8 kbit/s ADPCM performance\fR 
  3745. .sp 9p
  3746. .RT
  3747. .PP
  3748. For 4.8 kbit/s transmission, the salient results are shown in
  3749. Figure\ C\(hy3/G.113. We have plotted four curves on the axes: two 1000\(hybit 
  3750. block error rates (BLER) and two bit error rates (BER), one each for the 
  3751. mean and 85%\ EOCS channels. The abscissa counts the number of asynchronously 
  3752. tandemed 
  3753. ADPCMs in the connection. Due to the architecture of the tests these are
  3754. ennumerated as 1\ +\ \fIn\fR . The \*Q1\*U represents the ADPCM between 
  3755. AL1 and AL2 while \fIn\fR is the number of ADPCM systems between AL2 and 
  3756. AL3. 
  3757. .PP
  3758. We see clearly from the graphs that all the error performance measures 
  3759. degrade as the number of asynchronously tandemed ADPCMs increases, and 
  3760. that 
  3761. performance on the 85%\ channel, containing worse values of analog
  3762. impairments, is inferior to the mean channel results. We assume an acceptance 
  3763. limit for modem accuracy behaviour of a BER\ <\ 10\uD\dlF261\u5\d on 85% 
  3764. of channels 
  3765. and a BLER\ <\ 10\uD\dlF261\u2\d on 85%\ channels. Hence, if we focus on 
  3766. the 85%\ channel from EOCS, we see that 4.8\ kbit/s performance will be 
  3767. at acceptable limits if the number of ADPCMs is between 4 and 5 for BLER 
  3768. and between 3 and 4 for BER. More recent results imply that for some modems 
  3769. the BER criteria is marginal 
  3770. with 3 in tandem and only 2 would be acceptable. We know of course that 
  3771. the BER criterion is stricter than the BLER limit because bit errors represent 
  3772. a 
  3773. .PP
  3774. greater burst phenomenon which is to a large extent ameliorated by the 
  3775. use of block transmission implemented with an error detection/correction 
  3776. protocol. 
  3777. Nevertheless, we tested and present both results because customer data
  3778. communication applications will dictate which measure is more relevant.
  3779. .RT
  3780. .LP
  3781. .rs
  3782. .sp 24P
  3783. .ad r
  3784. \fBFigure C\(hy3/G.113, p.\fR 
  3785. .sp 1P
  3786. .RT
  3787. .ad b
  3788. .RT
  3789. .sp 1P
  3790. .LP
  3791. C.2.4
  3792.     \fIV.32 modem\(hyADPCM performance\fR 
  3793. .sp 9p
  3794. .RT
  3795. .PP
  3796. The outcomes of tests on the experimental testbed representing a
  3797. 9.6\ kbit/s device conform to Recommendation\ V.32 is shown in Figure\ 
  3798. C\(hy4/G.113. Note that we have again plotted four performance curves. 
  3799. As before, performance of the 85th\ percent channel is inferior to that 
  3800. of the mean channel. If we now focus on the 85th\ percent channel BLER, 
  3801. we see that the acceptable performance limit occurs between\ 2 and\ 3 asynchronously 
  3802. tandemed ADPCMs, while for BER the number is somewhere between\ 0 and\ 
  3803. 1. Which performance measure is appropriate depends on customer application. 
  3804. We are here observing that a larger stochastic component of the data signal 
  3805. implies poorer error performance of the modem. In this case the use of 
  3806. 9.6\ kbit/s shows a definite degradation in performance 
  3807. over the same topology with 4.8\ kbit/s devices.
  3808. .bp
  3809. .PP
  3810. It is also interesting to see if changing the position of segments
  3811. with poorer impairment values effects modem performance. Figure\ C\(hy5/G.113 
  3812. shows a graph of three BLER curves for V.32\ modems where we have taken 
  3813. the allocated 85th\ percent segment first on access, then on the long\(hyhaul 
  3814. part, and finally on the egress of the test channel, the other segments 
  3815. being at the allocated 
  3816. mean values of impairments. First, note that these curves fall between 
  3817. the full 85th\ percent channel and the mean channel in performance. Next, 
  3818. note that there does appear to be a mild dependence on the location of 
  3819. the more severe 
  3820. impairment values. Worse impairments close to the transmitter appear to 
  3821. have a more destructive effective on modem BLER performance than if they 
  3822. appear closer to the receiver. This means that analogue impairments on 
  3823. access are probably 
  3824. more significant in affecting modem error rates than those in the long\(hyhaul
  3825. network or egress. The observed effect is mild, however, probably because 
  3826. the impairment values of the allocated 85th\ percent segments are really 
  3827. not much 
  3828. poorer than those for the allocated mean segments.
  3829. .RT
  3830. .LP
  3831. .rs
  3832. .sp 23P
  3833. .ad r
  3834. \fBFigure C\(hy5/G.113, p.\fR 
  3835. .sp 1P
  3836. .RT
  3837. .ad b
  3838. .RT
  3839. .sp 1P
  3840. .LP
  3841. C.2.5
  3842.     \fI9.6 kbit/s \(em ADPCM performance\fR 
  3843. .sp 9p
  3844. .RT
  3845. .PP
  3846. As a final test of modem performance, we have subjected another
  3847. 9.6\ kbit/s device, utilizing more traditional technology, to a sequence of
  3848. asynchronously tandemed ADPCMs. This modem is a 2\(hywire device advertised 
  3849. by the vendor for use on the public switched network at signalling rates 
  3850. to 
  3851. 9.6\ kbit/s. We have tested the device performance with no analogue impairments 
  3852. at all in the test channel. During the course of the empirical determination, 
  3853. it was discovered that the modem start sequence and the ADPCM algorithm 
  3854. interacted to prevent commencement of communication between transmitter and
  3855. receiver. It was therefore necessary to test by allowing modem training to
  3856. occur on an ordinary PCM channel after which ADPCMs were cut in to observe
  3857. performance. Similar availability problems would also probably occur for any
  3858. speed modem whose start\(hyup training sequence is similar to that of this
  3859. 9.6\ kbit/s product.
  3860. .PP
  3861. Figure C\(hy6/G.113 shows the performance results for this modem. Without 
  3862. analog impairments the number of ADPCMs may simply be ennumerated 
  3863. sequentially. The BLER outcome indicates that between\ 0 and\ 1 ADPCM encoding 
  3864. is all that can meet our performance criterion. For BER it appears, again 
  3865. by our normal criterion, that ADPCM is incompatible with proper operation 
  3866. of the 
  3867. .PP
  3868. modem. Since it is expected that many modem vendors will, or have already,
  3869. announced high speed 2\(hywire devices for use on the public switched network, 
  3870. the presence of ADPCM on these channels is likely to cause performance 
  3871. problems for those devices which are similar to the one tested for training, 
  3872. modulation, and detection. 
  3873. .bp
  3874. .RT
  3875. .LP
  3876. .rs
  3877. .sp 21P
  3878. .ad r
  3879. \fBFigure C\(hy6/G.113, p.\fR 
  3880. .sp 1P
  3881. .RT
  3882. .ad b
  3883. .RT
  3884. .sp 1P
  3885. .LP
  3886. C.3
  3887.     \fIConclusions\fR 
  3888. .sp 9p
  3889. .RT
  3890. .PP
  3891. In this Annex we have reported on the architecture, laboratory
  3892. apparatus, and results of a collection of empirical tests of high speed
  3893. voiceband data modem error performance through channels containing
  3894. asynchronously tandemed ADPCM systems interspersed with simulated analogue
  3895. impairments. The results are compactly displayed in Table\ C\(hy2/G.113 
  3896. which shows that communication at 4.8\ kbit/s may proceed through more 
  3897. asynchronous tandemed ADPCMs than in the case of using 9.6\ kbit/s devices. 
  3898. Furthermore, communication at 9.6\ kbit/s can be unacceptable when a BER 
  3899. criterion is applied, but 
  3900. sometimes acceptable when a BLER criterion is applicable. Clearly the
  3901. appropriate criterion depends on the data communication user's
  3902. application.
  3903. .RT
  3904. .ce
  3905. \fBH.T. [T8.113]\fR 
  3906. .ce
  3907. TABLE\ C\(hy2/G.113
  3908. .ce
  3909. \fBNumber of allowed ADPCMs on EOCS 85%\fR 
  3910. .ce
  3911. \fBchannel\fR 
  3912. .ps 9
  3913. .vs 11
  3914. .nr VS 11
  3915. .nr PS 9
  3916. .TS
  3917. center box;
  3918. cw(60p) | cw(36p) | cw(36p) .
  3919. Modem    BER = 10 | uD\dlF261\u5\d    BLER = 10 | uD\dlF261\u2\d
  3920. _
  3921. .T&
  3922. lw(60p) | cw(36p) | cw(36p) .
  3923. 4.8 kbit/s (V.29)    3/4 | ua\d\u)\d    4/5
  3924. .T&
  3925. lw(60p) | cw(36p) | cw(36p) .
  3926. V.32    0/1 |  \     2/3
  3927. .T&
  3928. lw(60p) | cw(36p) | cw(36p) .
  3929. 9.6 kbit/s    0\ \  |  \     0/1
  3930. .TE
  3931. .LP
  3932. \ua\d\u)\d
  3933. More recent results imply the range is 2/4.
  3934. .nr PS 9
  3935. .RT
  3936. .ad r
  3937. \fBTable C\(hy2/G.113 [T8.113], p.\fR 
  3938. .sp 1P
  3939. .RT
  3940. .ad b
  3941. .RT
  3942. .LP
  3943. .bp
  3944. .sp 2P
  3945. .LP
  3946.     \fBReferences\fR 
  3947. .sp 1P
  3948. .RT
  3949. .LP
  3950. [1]
  3951.      Draft\(hyProposed American National Standard 32 kbit/s ADPCM Algorithm 
  3952. and Line Format, Committee\ T1, Subcommittee\ T1Y1, Document\ No.\ T1Y1, 
  3953. LB 85\(hy01, 
  3954. 28\ March,\ 1985.
  3955. .LP
  3956. [2]
  3957.      CAREY, (M. | .), CHEN, (H.\(hyT.), DESCIOUX, (A.), INGLE, (J. | .) and 
  3958. PARK, (K. | .): 1982/83 End Office Connection Study: Analog voice and Voiceband 
  3959. Data Transmission Performance Characterization of the Public Switched Network, 
  3960. \fIAT&T Bell Lab. Tech. J.,\fR 63, 2059, 1984.
  3961. .LP
  3962. [3]
  3963.      MANHIRE, (L. | .) Physical and Transmission Characteristics of Customer 
  3964. Loop Plant, \fIBSTJ\fR , 57, 1/70. 
  3965. .LP
  3966. [4]
  3967.     KALB, (M.), MORTON (C. | .) and SHYNK, (JU. | .): DATACAL \(em A Voiceband
  3968. Data Communication Connection Performance Model, \fIProc. of the Second\fR 
  3969. \fIInternational Network Planning Symposium, University of Sussex\fR ,
  3970. Brighton, UK, 21\(hy25\ March,\ 1983.
  3971. .LP
  3972. .rs
  3973. .sp 43P
  3974. .sp 2P
  3975. .LP
  3976. \fBMONTAGE: RECOMMANDATION G.114 SUR LE RESTE DE CETTE PAGE\fR 
  3977. .sp 1P
  3978. .RT
  3979. .LP
  3980. .bp
  3981.